专利名称：发光二极管的驱动电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种驱动电路，尤其涉及一种用于发光二极管(light emitting diode, LED)的驱动电路。
背景技术：
发光二极管(light emitting diode, LED)体积小、省电又耐用，再加上工艺技术的日益成熟，故近来以发光二极管作为光源的产品越来越普遍。由于在发光二极管的操作范围内，偏压的微小改变就会造成操作电流的大幅改变，故发光二极管必须以定电流驱动， 否则一旦电流超过额定值，将会导致发光二极管烧毁。图1为已知发光二极管的驱动电路的示意图。请参照图1，驱动电路100包括交流(alternating current, AC)电压源101、桥式整流器102以及降压转换器(buck converter) 110。交流电压源101利用桥式整流器102驱动发光二极管103，其中发光二极管103、电感104以及二极管105耦接成一个回路。时脉产生器106提供时脉信号至SR正反器(SR flip-flop) 108的设定端S，以于每次产生时脉脉冲时触发SR正反器108的设定端S，从而使得开关Qm导通。当开关Qm导通时，流经发光二极管103及电感104的电流逐渐增加。此时，二极管105被反向偏压而不导通。因此流过电阻Rsen的电流Isw等同于通过发光二极管103的电流。当发光二极管103的电流增加到使电阻Rsen上的电压超过参考电压Vref时(例如为0. 5V)，比较器107将触发SR正反器的重置端R并使开关Qm截止。 当开关Qm截止时，发光二极管103的电流在由发光二极管103、电感104、及二极管105形成的回路中循环，并且该电流会随发光二极管103的能源逸散而逐渐降低，直到下一次时脉脉冲产生。因此，发光二极管103的电流系呈现一个周期性的锯齿波形，且大致上为一稳定的值。另一方面，为了确保发光二极管103的电流是连续的，通常会在桥式整流器102和降压转换器110之间耦接大电容Cin，其例如为47微法拉(yF)。电容Cin用以维持输入的直流(direct current,DC)电压Vein，以使直流电压Vein保持大于发光二极管103的导通电压Vf的状态。然而，过大的电容Cin会导致范围较窄的导通相位角(conducting phase angle)及很差的输入功率因数(power factor)。若要提升已知发光二极管驱动电路的功率因数，一种解决方法是使用功率因数校正(power factor correction, PFC)前级电路。如图2所示，图2的发光二极管的驱动电路100’便包括功率因数校正升压(boost PFC)控制电路120，以提升功率因数。但如图2 所示，虽然图2的驱动电路有较高的功率因数，但是这个驱动电路却比图1的驱动电路复杂许多且更占空间。然而，在很多小型的发光二极管的照明装置中，并没有足够空间来容纳图 2中多出来的电路元件。
发明内容本实用新型提供一种发光二极管的驱动电路，其具有良好的功率因数(powerfactor)ο本实用新型提出一种发光二极管的驱动电路，其包括一交流电源、一整流器、一电力转换器、一波形取样器以及一控制电路。交流电源具有一第一端与一第二端，并通过第一端与第二端提供一交流信号。整流器具有一第三端、一第四端与一第五端。第三端与第四端分别耦接第一端与第二端，且整流器通过第五端输出一驱动信号。电力转换器具有一第六端，且第六端耦接第五端。电力转换器包括一发光二极管，并通过一第七端输出一正相关于通过发光二极管的电流的第一信号。波形取样器具有一第八端与一第九端。第八端耦接于交流电源与整流器之间，且波形取样器通过第九端输出一正比于交流信号的第二信号。控制电路具有一第十端。控制电路耦接于波形取样器的第九端与电力转换器的第七端之间， 并通过第十端输出一控制信号至电力转换器。在本实用新型的一实施例中，上述的波形取样器包括一第一电阻以及一第二电阻。第一电阻的一端耦接交流电源，且其另一端耦接波形取样器的第九端。第二电阻的一端耦接第一电阻与波形取样器的第九端，且其另一端耦接一接地端。在本实用新型的一实施例中，发光二极管的驱动电路还包括一第三电阻以及一第四电阻。第三电阻的一端耦接交流电源的第一端，且其另一端耦接第一电阻。第四电阻的一端耦接第三电阻，且其另一端耦接交流电源的第二端。在本实用新型的一实施例中，发光二极管的驱动电路还包括一电容。电容耦接于整流器的第五端与一接地端之间。在本实用新型的一实施例中，上述的电力转换器还包括一开关以及一电流传感器。开关耦接发光二极管。电流传感器耦接于开关与一接地端，电流传感器通过第七端输出第一信号。在本实用新型的一实施例中，上述的该第一信号为一电压信号。在本实用新型的一实施例中，上述的电流传感器包括一第五电阻。第五电阻与发光二极管串联耦接。在本实用新型的一实施例中，上述的电力转换器为一降压转换器(buck converter)0在本实用新型的一实施例中，上述的电力转换器为一反激式转换器(fly back converter)0在本实用新型的一实施例中，上述的电力转换器为一正激式转换器(forward converter)0在本实用新型的一实施例中，上述的控制电路包括一时脉产生器、一 SR正反器以及一比较器。一 SR正反器耦接时脉产生器与电力转换器之间。SR正反器具有一设定端以及一重置端，并通过设定端接收一时脉信号。比较器具有一正端、一负端以及一输出端。正端耦接电力转换器的第七端，负端耦接波形取样器的第九端，且输出端耦接至SR正反器的
重置端。在本实用新型的一实施例中，上述的整流器为一桥式整流器(bridge rectifier)。基于上述，本实用新型所的实施例藉由将波形取样器直接耦接交流电源以获取第二信号，故所获取的第二信号会很接近交流信号而不被后端负载元件所影响，进而可提供较高的功率因数。为让本实用新型的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。
图1为已知发光二极管的驱动电路的示意图。图2为已知发光二极管的驱动电路的示意图。图3为本实用新型第一实施例的发光二极管的驱动电路的示意图。图4A为图3的发光二极管的驱动电路在交流电源为正电压时的电流路径示意图。图4B为图3的发光二极管的驱动电路在交流电源为负电压时的电流路径示意图。图5为图3的发光二极管的驱动电路的交流信号与信号的波形图。图6为本实用新型第二实施例的发光二极管的驱动电路的示意图。图7为本实用新型第三实施例的发光二极管的驱动电路的示意图。附图标记100、100，、300、400、500 驱动电路110:降压转换器101 交流电压源102 桥式整流器104、Li:电感105、D1_D6 二极管103,332 发光二极管108、354 :SR 正反器120 功率因数校正升压控制电路310 交流电源320 整流器330、4；30、530 电力转换器334 电流传感器340 波形取样器350:控制电路；352:时脉产生器356 比较器432,532 变压器Vref:参考电压Vsw, Vled 电压Vf:导通电压Vein:直流电压Vac 交流信号Vac+正电压Vac··:负电压[0055]Vl-V2 信号[0056]Isw、11、Ics、IacK Iac2、Itr[0057]Idr驱动信号[0058]Sctl 控制信号[0059]Sclk:时脉信号[0060]OPl、Q:输出端[0061]R重置端[0062]S 设定端[0063]Cin、C1-C2 电容[0064]Qm、Ql 开关[0065]Rl-R4、Res、Rsen 电阻[0066]Pl-P2 路径[0067]EP 正端[0068]EN 负端[0069]El 笛一雜 弟兄而[0070]Ε2 弟一兄而[0071]Ε3 Λ-Λ- ~‘上山 弟二兄而[0072]Ε4 第四端[0073]Ε5 第五端[0074]Ε6 第六端[0075]Ε7 第七端[0076]Ε8 第八端[0077]Ε9 第九端[0078]ElO第十端
具体实施方式
第一实施例图3为本实用新型第一实施例的发光二极管的驱动电路的示意图。请参照图3，发光二极管的驱动电路300包括交流电源(AC power) 310、整流器(rectifier) 320、电力转换器(power converter) 330、波形取样器；340以及控制电路350。交流电源310具有第一端 El与第二端E2，并通过第一端El与第二端E2提供交流信号Vac以驱动发光二极管，其中本实施例的交流信号Vac例如为交流电压。如图3所示，本实施例的整流器320例如为桥式整流器(bridge rectifier)。详细来说，整流器320具有第三端E3、第四端E4与第五端E5，其中第三端E3与第四端E4分别耦接交流电源310的第一端El与第二端E2。另外，整流器320通过第五端E5输出驱动信号Idr，且驱动信号Idr例如为驱动电流。除此之外，最大的特色是直接取交流信号Vac 作信号控制，且驱动电路300的电容Cl的数值可以很小(约0. 1微法拉(μ F))，其中电容 Cl在此作为高频滤波电容使用。然而，若是取整流器320的直流电源作信号控制，则驱动电路300的电容Cl的数值变需约1微法拉，以稳定直流电源信号和避免负载效应所造成信号失真，进而避免功率因数(power factor)的降低。请继续参照图3，电力转换器330具有第六端E6，且第六端E6耦接整流器320的第五端E5。另外，电力转换器330包括发光二极管332 (仅示意地绘示三个)，且电力转换器330通过第七端E7输出信号VI，其中信号Vl正相关于通过发光二极管332的电流II。 亦即，通过发光二极管332的电流Il越高，则信号Vl越大，而本实施例的信号Vl例如为电压信号。另外，在本实施例中，电力转换器330例如为降压转换器(buck converter)。详细来说，除了发光二极管332以外，电力转换器330还包括二极管Dl、电感Li、开关Ql以及电流传感器334。电流传感器334耦接于开关Ql与接地端，且电流传感器334通过第七端E7 输出信号Vl0除此之外，电流传感器334包括电阻Rcs，且电阻Rcs与发光二极管332串联耦接。其中信号Vl其大小值相当于电阻Rcs上的电压。换句话说，电阻Rcs适于将通过发光二极管332的电流Il转换成电压信号(即信号VI)，并在电阻Rcs的端点(对应第七端 E7)提供电压信号VI。另一方面，波形取样器340具有第八端E8与第九端E9，第八端E8耦接于交流电源 310与整流器320之间，且波形取样器340通过第九端E9输出一正比于交流信号Vac的信号V2。其中信号V2例如电压信号，且为交流信号Vac的分压。如图3所示，波形取样器340 包括电阻Rl与R2。详细来说，电阻Rl的一端耦接交流电源310，且电阻Rl的另一端耦接波形取样器340的第九端E9。电阻R2的一端耦接电阻Rl与波形取样器的第九端E9，且电阻R2的另一端耦接接地端。另一方面，发光二极管的驱动电路300还包括电阻R3、R4。其中电阻R3的一端耦接交流电源310的第一端El，且电阻R3的另一端耦接电阻Rl。电阻R4 的一端耦接于电阻R3，且电阻R4的另一端耦接交流电源310的第二端E2。由上述可知，电阻R1-R4形成一分压电路，因此信号V2会正比于交流电源310的输出的交流信号Vac。值得一提的是，由于波形取样器340直接和交流电源310耦接，而非通过整流器320再与交流电源310耦接，故所分压出来的信号V2较不会受到后端元件(例如整流器320或电容Cl 或其他电子元件)影响，从而信号V2的波形可以很接近交流信号Vac的波形。请继续参照图3，本实施例的控制电路350耦接于波形取样器340的第九端E9与电力转换器330的第七端E7之间，并通过第十端ElO输出控制信号ktl至电力转换器330。 控制电路350用以根据信号Vl和V2的比较结果来使开关Ql导通或截止，以开启或关闭降电力转换器330。详细来说，控制电路350通过第十端ElO输出控制信号ktl至电力转换器330，以开启或关闭电力转换器330。如图3所示，控制电路350包括时脉产生器352、SR 正反器354以及比较器356。SR正反器3M耦接于时脉产生器352与电力转换器330之间。 SR正反器3M具有设定端S、重置端R以及输出端Q。时脉产生器352耦接到SR正反器3M 的设定端S,以使SR正反器3M通过设定端S接收时脉信号klk。SR正反器354的输出端 Q耦接到开关Q1，并通过输出端Q输出控制信号ktl以开启或关闭电力转换器330。比较器356包括正端EP、负端EN及输出端OPl。正端EP耦接电力转换器330的第七端E7，用以接收信号VI。负端EN耦接波形取样器340的第九端E9，用以接收信号V2。输出端OPl耦接至SR正反器的重置端R。当信号Vl的电压准位高于信号V2的电压准位时，比较器356 的输出端OPl会触发SR正反器354的重置端R。详细来说，时脉产生器352输出时脉信号klk至SR正反器354的设定端S。在每一个时脉产生时，设定端S就被触发，进而使能SR正反器354的输出，使开关Ql导通。当开关Ql导通时，发光二极管332的电流Il等同于流经开关Ql及电流传感器334的电流， 即电流Ics。此时，二极管Dl被反偏而不导通。流经发光二极管332及电感Ll的电流Il 会随第六端E 6的电压Vsw的增加而逐渐上升，直到信号Vl高于电压信号V2，接着比较器 356的输出端OPl触发SR正反器354的重置端R，SR正反器的输出端Q输出控制信号ktl 使开关Ql截止。当开关Ql截止时，电流Ics降成为零。此时发光二极管332的电流Il在由发光二极管332、电感Ll及二极管Dl所形成的回路中流动，并且因为发光二极管332的功率逸散而逐渐降低，直到下一次来自于时脉产生器352的时脉脉冲出现。图4A为图3的发光二极管的驱动电路300在交流电源310为正电压Vac+时的电流路径示意图。如图4A所示，当交流电源310提供正电压Vac+时，部分的电流Iacl所经过的路径Pl依序为第一端E1、电阻R3、波形取样器340、接地端、二极管D2以及第二端E2。 其中当电流Iacl流经波形取样器340的电阻R2时，会于比较器356的负端EN产生对应正电压Vac+的信号V2，并提供信号V2给比较器356以进行比较，进而开启或关闭电力转换器 330。应注意的是，由于本实施例的波形取样器340是与交流电源310直接耦接，而不是通过整流器320或电容Cl再与交流电源310间接耦接，亦即整流器320与电容Cl并非耦接于波形取样器340与交流电源310之间，因此电流Iacl的大小较不会受到例如是电容Cl 或整流器320等其他负载影响，从而使得波形取样器340所输出的信号V2会更接近正电压 Vac+。而由于所要获取的信号V2更接近源头(亦即正电压Vac+)，电流Ics所切换出来的电流波形会更接近正电压Vac+的电压波形，进而使得驱动电流Idr的波形和电流Iacl的波形更接近正电压Vac+波形，而得到更高的功率因数。另一方面，相较于图1已知的电路而言， 由于图1的比较器107是接收到一个固定的参考电压Vref，故图1的电流Isw无法追随正电压Vac+的波形而得到好的功率因数。而在本实施例中，由于波形取样器340直接耦接于源头，使得比较器356所接收的信号V2能随着正电压Vac+改变，故电流Ics切换出来的电流波形会更接近正电压Vac+波形，从而使得电流Iac的波形更接近正电压Vac+的波形，进而得到良好的功率因数。图4B为图3的发光二极管的驱动电路300在交流电源310为负电压Vac"时的电流路径示意图。如图4B所示，当交流电源310提供负电压Vac‘‘时，部分的电流Iac2所经过的路径P2依序为第二端E2、电阻R4、波形取样器340、接地端、二极管D3以及第一端El。 其中当电流Iac2流经波形取样器340的电阻R2时，会于比较器356的负端EV产生对应负电压Vac‘ ·的信号V2，并提供信号V2给比较器356以进行比较，进而开启或关闭电力转换器330。类似地，由于波形取样器340直接和交流电源310耦接，使得其所要获取的信号V2 很接近源头(亦即负电压Vac··)，使得提供的信号V2能随着负电压Vac··改变，让电流Ics 切换出来的电流波形，更接近负电压Vac ‘ ‘波形，最终使得电流Iac2的电流波形更接近负电压Vac‘ ‘波形，而得到良好的功率因数。相较于图1已知的电路而言，由于图1的比较器 107是接收到一个为固定的参考电压Vref，故图1的电流Isw无法追随负电压Vac"波形而得到好的功率因数。而在本实施例中，由于波形取样器340直接耦接于源头，使得提供的信号V2能随着负电压Vac ’’改变，以让电流Ics切换出来的电流波形更接近负电压Vac ‘ ‘的电压波形，最终使得电流Iac2的波形更接近负电压Vac ‘ ‘的波形，而得到良好的功率因数。 图5为图3的发光二极管的驱动电路300的交流信号Vac与信号V2的波形图。由图5可知，在本实施例中，由于波形取样器340所获取的信号V2与交流电源310所提供交流信号Vac很接近，故发光二极管的驱动电路300确实能提供良好的功率因数。值得一提的是，在本实施例中，不管交流信号Vac为正电压Vac+或负电压Vac ‘‘，波形取样器340所获取出的信号V2皆为直流电压且例如为正。换句话说，在本实施例中，在截取信号V2之前，无需再另外配置一用以整流交流信号Vac的整流器便能获得直流信号V2以供比较器356使用，故能节省电路的配置空间。第二实施例图6为本实用新型第二实施例的发光二极管的驱动电路的示意图。驱动电路400 与图3的发光二极管的驱动电路300类似，惟二者主要差异之处在于本实施例的电力转换器430为反激式转换器(fly back converter)。如图6所示，电力转换器430包括变压器 432，其中开关Ql与电流传感器334位于变压器432的一次侧(primary side)，且发光二极管332、电容C2与二极管D4位于变压器432的二次侧(secondary side)。详细来说，二极管D4耦接电容C2与发光二极管332，且电容C2与发光二极管332彼此并联耦接。变压器 432的一次侧会提供一固定功率(Vsw*Itr)，并将此固定功率(Vsw*Itr)转换到二次侧以形成与一次侧的功率相同的功率(Vled*I2)，进而提供电流12给发光二极管332以使发光二极管322发光，其中Vled为三个发光二极管332的电压。另外，当开关Ql开启时，由于二极管D4被反偏而不导通，当开关Ql截止时，二极管D4被顺偏而导通。由于相关的运作原理可参照第一实施例，故在此便不加赘述。第三实施例图7为本实用新型第三实施例的发光二极管的驱动电路的示意图。驱动电路500 与图6的发光二极管的驱动电路400类似，惟二者主要差异之处在于本实施例的电力转换器530为正激式转换器(forward converter)。如图7所示，电力转换器530包括变压器532，其中开关Ql与电流传感器334位于变压器532的一次侧，且发光二极管332、二极管D5-D6位于变压器532的二次侧。如图7所示，二极管D5耦接二极管D6与电感L3，电感L3与发光二极管332耦接，且二极管D6、电感L3与发光二极管332形成一回路。变压器 532的一次侧会提供一固定功率(Vsw*Itr)，并将此固定功率(Vsw*Itr)转换到二次侧以形成与一次侧的功率相同的功率(Vled*I3)，进而提供电流13给发光二极管332以使发光二极管322发光，其中Vled为三个发光二极管332的电压。另外，当开关Ql开启时，由于二极管D5被顺偏而导通，当开关Ql截止时，二极管D5被反偏而不导通。由于相关的运作原理可参照第一实施例，故在此不加赘述。综上所述，本实用新型的实施例藉由将波形取样器直接耦接于交流电源以获取分压信号，故分压信号会很接近交流信号而不被后端负载元件所影响。如此一来，便能使输入电流(如电流Iacl或lad)更接近输入的交流信号，故能提供较高的功率因数。另外，由于电路设计不复杂且电容的尺寸也大为减小，故能减少电路架构的体积。虽然本实用新型已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本实用新型，任何所属技术领域中的普通技术人员，当可作些许更动与润饰，而不脱离本实用新型的精神和范围。
权利要求1.一种发光二极管的驱动电路，其特征在于，包括一交流电源，具有一第一端与一第二端，并通过该第一端与该第二端提供一交流信号； 一整流器，具有一第三端、一第四端与一第五端，该第三端与该第四端分别耦接该第一端与该第二端，且该整流器通过该第五端输出一驱动信号；一电力转换器，具有一第六端，且该第六端耦接该第五端，该电力转换器包括一发光二极管，并通过一第七端输出一正相关于通过该发光二极管的电流的第一信号；一波形取样器，具有一第八端与一第九端，该第八端耦接于该交流电源与该整流器之间，且该波形取样器通过该第九端输出一正比于该交流信号的第二信号；以及一控制电路，具有一第十端，该控制电路耦接于该波形取样器的该第九端与该电力转换器的该第七端之间，并通过该第十端输出一控制信号至该电力转换器。
2.根据权利要求1所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，该波形取样器包括 一第一电阻，其一端耦接该交流电源，且其另一端耦接该波形取样器的该第九端；以及一第二电阻，其一端耦接该第一电阻与该波形取样器的该第九端，且其另一端耦接一接地端。
3.根据权利要求2所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，还包括一第三电阻，其一端耦接该交流电源的该第一端，且其另一端耦接该第一电阻；以及一第四电阻，其一端耦接该第三电阻，且其另一端耦接该交流电源的该第二端。
4.根据权利要求1所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，还包括一电容，耦接于该整流器的该第五端与一接地端之间。
5.根据权利要求1所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，该电力转换器还包括 一开关，耦接该发光二极管；以及一电流传感器，耦接于该开关与一接地端，该电流传感器通过该第七端输出该第一信号。
6.根据权利要求5所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，该电流传感器包括一第五电阻，该第五电阻与该发光二极管串联耦接。
7.根据权利要求5所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，该电力转换器为一降压转换器。
8.根据权利要求5所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，该电力转换器为一反激式转换器。
9.根据权利要求5所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，该电力转换器为一正激式转换器。
10.根据权利要求1所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，该控制电路包括 一时脉产生器；一 SR正反器，耦接该时脉产生器与该电力转换器之间，该SR正反器具有一设定端以及一重置端，并通过该设定端接收一时脉信号；以及一比较器，具有一正端、一负端以及一输出端，其中该正端耦接该电力转换器的该第七端，该负端耦接该波形取样器的该第九端，且该输出端耦接至该SR正反器的该重置端。
11.根据权利要求1所述的发光二极管的驱动电路，其特征在于，该整流器为一桥式整流器。
专利摘要一种发光二极管的驱动电路，其包括一交流电源、一整流器、一电力转换器、一波形取样器以及一控制电路。交流电源提供一交流信号。整流器耦接交流电源，并输出一驱动信号。电力转换器耦接整流器。电力转换器包括一发光二极管，且输出一正相关于通过发光二极管的电流的第一信号。波形取样器耦接于交流电源与整流器之间，且输出一正比于交流信号的第二信号。控制电路耦接于波形取样器与电力转换器之间，并根据第一信号和第二信号比较的结果输出一控制信号至电力转换器。本实用新型可提供较高的功率因数。
文档编号H05B37/02GK202121820SQ20112013330
公开日2012年1月18日 申请日期2011年4月29日 优先权日2011年4月29日
发明者吕永程 申请人:杰力科技股份有限公司