液晶显示装置、液晶显示装置的驱动方法、以及电视接收机的制作方法

专利名称：液晶显示装置、液晶显示装置的驱动方法、以及电视接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及通过对液晶施加电压进行图像显示的液晶显示装置、液晶 显示装置的驱动方法、以及电视接收机。
背景技术：
液晶显示装置是具有高清晰、薄型、重量轻以及功耗低等优点的平面 显示装置，近年来，随着显示性能的提高、生产能力的提高、以及相对于 其它显示装置的价格竞争力的提高，其市场规模正迅速扩大。
特别是平面转换模式(IPS模式In Plane Switching Mode,参照专利文 献l)及多畴垂直取向模式(MVA模式Multi-domain Vertical Aligned Mode，
参照专利文献2)，在从倾斜方向观察显示面时，不会出现显示对比度明显 地降低、或显示灰度反转等问题，从而作为宽视角模式的液晶显示装置用 于液晶电视机。
在液晶显示装置的显示质量日益改善的形势下，当前作为视角特性的 问题在于，正面观察时的Y特性与倾斜观察时的Y特性并不相同，即，新产 生Y特性的视角依赖性问题，并且正变得明显。这里，Y特性是指显示亮度 的灰度依赖性，由于灰度显示状态随着观测方向的不同而不同，因此，在 显示照片等图像时、或显示电视广播等时，Y特性在正面方向和倾斜方向上 的不相同尤其会成为问题。
该Y特性的视角依赖性在MVA模式下比在IPS模式下更加明显。另一方 面，IPS模式与MVA模式相比，难以高生产率地制造正面观察时对比度高的 面板。由此可知，特别希望改善MVA模式液晶显示装置的Y特性的视角依赖 性。
对此，专利文献3中揭示了一种液晶显示装置及驱动方法，它通过将一 个像素分割成多个不同亮度的子像素，可以改善Y特性的视角依赖性，尤其
12是改善泛白特性。将这种显示或驱动称为面积灰度显示、面积灰度驱动、 多像素显示或多像素驱动等。
详细而言，对一个像素(P)内的每多个子像素(SP)设置辅助电容(Cs)， 构成辅助电容的辅助电容相对电极(与CS总线连接)与各子像素电绝缘。通 过改变提供给辅助电容相对电极的电压(也称为辅助电容相对电压、辅助电
容信号电压、保持电容信号、cs信号)，利用电容分压，使得对多个子像素
的液晶层施加的有效电压不相同。
然而，在将专利文献3所记载的多像素结构应用于高清晰或大型液晶电 视机时，振荡电压的振荡周期会随着显示面板的高清晰化或大型化而变短， 因此，存在难以制造用于生成振荡电压的电路、功耗增大、或因CS总线的 电学负载阻抗而导致波形钝化的影响变大等问题。对此，如专利文献4中揭 示的那样，通过设置多根彼此电绝缘的CS干线，并将各CS干线与多根CS 总线连接，可以增大通过CS总线对辅助电容相对电极施加的振荡电压的振 荡周期。
另一方面，在液晶显示装置中，若对液晶层长时间持续地施加直流电 压，则元件将发生劣化，因此，为了延长其寿命，需要进行使施加电压的 极性周期性反转的交流驱动(反转驱动)。然而，在有源矩阵型液晶显示装置 中，采用每隔一帧进行反转驱动的帧反转驱动方式时，由于液晶介电常数 的各向异性、因像素TFT的栅极和源极之间的寄生电容而引起的像素电位变 动、和相对电极信号的中间值偏差等多种原因，对液晶施加的正负电压无 可避免地多少会产生不平衡的情况。其结果，发生以帧频一半的频率进行 的微小亮度变动，存在可以看到闪烁(flicker)的问题。为了防止这种情况的 发生， 一般采用在每隔一帧反转的基础上、在相邻线之间或相邻像素之间 使像素信号极性相反的反转驱动方式。
这里，当进行以像素为单位使极性反转的点反转时，由于数据信号线 的信号延迟，存在像素充电率减小的问题。为了抑制上述问题，还提出了 每隔多个水平期间(每隔多行)使数据信号电压的极性反转的技术。然而，该 方法中，也存在数据信号电压的极性反转的行的像素充电率仍然降低的问 题。对此，专利文献5中揭示了这样一种技术S卩，在数据信号的极性反转 后设置虚拟水平期间，并且对所有扫描信号线施加相同脉宽的栅极导通脉 冲，该栅极导通脉冲的脉宽为多个水平期间的大小。图92是表示基于该技
术的驱动方法的电压波形图。该图中，(2)表示锁存脉冲LP1， (3)表示各水 平扫描期间中在信号侧驱动电路被锁存的、输出到信号线SL的图像数据D， (4)表示图像信号电压的极性信号P， (5) (12)表示各扫描线的扫描信号电 压。根据该技术，可以改善因上述充电特性的不同而引起的显示不均匀。
另外，专利文献6中揭示了这样一种技术即，通过使数据信号极性反 转后的栅极导通脉冲的宽度大于数据信号极性未反转时的栅极导通脉冲的 宽度，提高反转了极性的第一行的充电率。图93是表示基于该技术的驱动 方法的电压波形图。该图中，示出了第4i行 第[4(i+l)+l]行的栅极信号和 数据信号。
专利文献l:日本公开专利公报"特公昭63-21907号公报(1988.5.10公
开)"
专利文献2:日本公开专利公报"特开平11一242225号公报(1999.9.7公 专利文献3 :日本公开专利公报"特开2004-62146号公报(2004.2.26公 专利文献4:日本公开专利公报"特开2005-189804号公报(2005.7.14公
开)，
开)'
开)
专利文献5:日本公开专利公报"特开2001-51252号公报(2001.2.23公开) 专利文献6:日本公开专利公报"特开2003-66928号公报(2003.3.5公开)

发明内容
然而，在上述多像素驱动中设置虚拟水平期间时，数据信号的极性反 转周期有时会随定时而变动，因此，存在数据信号的极性反转周期偏离保 持电容信号的极性反转周期的问题。这种情况下，在保持电容信号波形钝 化的时刻对像素进行写入，从而会发生显示不均匀。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于，提供一种不受极性反
14转时数据信号波形钝化及保持电容信号波形钝化的影响、可以抑制显示不 均匀等而进行高显示质量显示的液晶显示装置、液晶显示装置的驱动方法、 以及电视接收机。
为了解决上述问题，本发明的液晶显示装置是有源矩阵型的液晶显示 装置，该有源矩阵型的液晶显示装置包括沿行方向延伸的扫描信号线； 沿列方向延伸的数据信号线；沿行方向延伸的保持电容布线；以及设置于
扫描信号线和数据信号线的交叉部附近、与这两根布线连接的第一和第二 晶体管，在各像素区域中设置第一和第二子像素电极，该第一子像素电极
与所述第一晶休管连接并且该第二子像素电极与所述第二晶体管连接，
第一和第二子像素电极分别与不同的所述保持电容布线形成保持电容，所 述液晶显示装置采用以下结构，即，将所述扫描信号线分成一个以上的块， 并且将各块所包含的扫描信号线进一步细分成由第奇数行扫描信号线构成 的第一组、和由第偶数行扫描信号线构成的第二组，所述液晶显示装置包
括扫描信号驱动部，该扫描信号驱动部通过以所述块为单位对扫描信号 线进行依次扫描，并且在各块的扫描中，对扫描信号线的各组依次进行扫 描从而实现隔行扫描，由此对扫描信号线依次施加使扫描信号线为选择状 态的栅极导通脉冲来进行驱动；数据信号驱动部，该数据信号驱动部对所 述数据信号线施加极性以预定的定时切换的数据信号；以及保持电容信号 驱动部，该保持电容信号驱动部对所述保持电容布线施加极性以预定的定 时切换的保持电容信号，所述数据信号驱动部在紧接所述数据信号极性反 转时刻之后设置虚拟插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施 加的数据信号的极性，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对所述数 据信号线施加的数据信号的极性相同，并且，当所述保持电容信号驱动部 对彼此相邻的两根所述扫描信号线中属于先施加栅极导通脉冲的第一组或 第二组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、到对属于后施加栅极 导通脉冲的第二组或第一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的 期间为相邻行写入时间差期间时，所述保持电容信号驱动部对于各保持电 容信号，至少使所述相邻行写入时间差期间中的极性反转定时在连续的帧 间相等。另外，为了解决上述问题，本发明的液晶显示装置的驱动方法是有源 矩阵型的液晶显示装置的驱动方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括 沿行方向延伸的扫描信号线；沿列方向延伸的数据信号线；沿行方向延伸 的保持电容布线；以及设置于扫描信号线和数据信号线的交叉部附近、与 这两根布线连接的第一和第二晶体管，在各像素区域中设置第一和第二子 像素电极，该第一子像素电极与所述第一晶体管连接，并且该第二子像素 电极与所述第二晶体管连接，第一和第二子像素电极分别与不同的所述保 持电容布线形成保持电容，所述驱动方法将所述扫描信号线分成一个以上 的块，并且将各块所包含的扫描信号线进一步细分成由第奇数行扫描信号 线构成的第一组、和由第偶数行扫描信号线构成的第二组，该液晶显示装 置的驱动方法包括扫描信号驱动处理，该扫描信号驱动处理通过以所述 块为单位对扫描信号线进行依次扫描，并且在各块的扫描中，对扫描信号 线的各组依次进行扫描从而实现隔行扫描，由此对扫描信号线依次施加使 扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲来进行驱动；数据信号驱动处理， 该数据信号驱动处理对所述数据信号线施加极性以预定的定时切换的数据 信号；以及保持电容信号驱动处理，该保持电容信号驱动处理对所述保持 电容布线施加极性以预定的定时切换的保持电容信号，在所述数据信号驱 动处理中，在紧接所述数据信号极性反转时刻之后设置虚拟插入期间，在 该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性，与紧接该虚 拟插入期间之后的水平期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性相 同，并且，当在所述保持电容信号驱动处理中，对彼此相邻的两根所述扫 描信号线中属于先施加栅极导通脉冲的第一组或第二组的扫描信号线施加 栅极导通脉冲的时刻开始、到对属于后施加栅极导通脉冲的第二组或第一 组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差 期间时，对于各保持电容信号，至少使所述相邻行写入时间差期间中的极 性反转定时在连续帧间相等。
根据上述结构或方法，紧接数据信号极性反转时刻之后设置虚拟插入 期间，在虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性，与紧 接该虚拟插入期间之后的水平期间内对数据信号线施加的数据信号的极性相同。由此，可以减轻极性反转时所产生的数据信号波形钝化引起的像素 充电率的降低，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。
另外，如上所述，在插入虚拟插入期间时，数据信号的极性反转周期 有时会随定时变动，因此，存在数据信号的极性反转周期偏离保持电容信 号的极性反转周期的问题。对此，根据上述结构，对于各保持电容信号， 至少使所述相邻行写入时间差期间中的极性反转定时在连续的帧间相等， 因此，可以使得对所有扫描信号线的栅极导通脉冲施加时刻与保持电容信 号的极性反转定时一致。从而，可以抑制CS信号的波形钝化引起的显示上 的不均匀。
为了解决上述问题，本发明的液晶显示装置是有源矩阵型的液晶显示 装置，该有源矩阵型的液晶显示装置包括沿行方向延伸的扫描信号线； 沿列方向延伸的数据信号线；沿行方向延伸的保持电容布线；以及设置于
扫描信号线和数据信号线的交叉部附近、与这两根布线连接的第一和第二 晶体管，在各像素区域中设置第一和第二子像素电极，该第一子像素电极 与所述第一晶体管连接，并且该第二子像素电极与所述第二晶体管连接， 第一和第二子像素电极分别与不同的所述保持电容布线形成保持电容，所
述液晶显示装置采用以下结构即，将所述扫描信号线分成一个以上的块，
并且将各块所包含的扫描信号线进一步细分成由第奇数行扫描信号线构成 的第一组、和由第偶数行扫描信号线构成的第二组，所述液晶显示装置包
括扫描信号驱动部，该扫描信号驱动部通过以所述块为单位对扫描信号 线进行依次扫描，并且在各块的扫描中，对扫描信号线的各组依次进行扫 描从而实现隔行扫描，由此对扫描信号线依次施加使扫描信号线为选择状 态的栅极导通脉冲来进行驱动；数据信号驱动部，该数据信号驱动部对所 述数据信号线施加极性以预定的定时切换的数据信号；以及保持电容信号 驱动部，该保持电容信号驱动部对所述保持电容布线施加极性以预定的定 时切换的保持电容信号，所述数据信号驱动部在紧接所述数据信号极性反 转时刻之后设置虚拟插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施 加的数据信号的极性，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对所述数 据信号线施加的 据信号的极性相同，并且，当所述保持电容信号驱动部对彼此相邻的两根所述扫描信号线中属于先施加栅极导通脉冲的第一组或 第二组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、到对属于后施加栅极 导通脉冲的第二组或第一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的 期间为相邻行写入时间差期间时，至少在所述相邻行写入时间差期间中， 所述保持电容信号驱动部使所有的所述保持电容信号的极性反转周期一 致。为了解决上述问题，本发明的液晶显示装置的驱动方法是有源矩阵型 的液晶显示装置的驱动方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括沿行方 向延伸的扫描信号线；沿列方向延伸的数据信号线；沿行方向延伸的保持 电容布线；以及设置于扫描信号线和数据信号线的交叉部附近、与这两根 布线连接的第一和第二晶体管，在各像素区域中设置第一和第二子像素电 极，该第一子像素电极与所述第一晶体管连接，并且该第二子像素电极与 所述第二晶体管连接，第一和第二子像素电极分别与不同的所述保持电容 布线形成保持电容，所述驱动方法将所述扫描信号线分成一个以上的块， 并且将各块所包含的扫描信号线进一步细分成由第奇数行扫描信号线构成 的第一组、和由第偶数行扫描信号线构成的第二组，所述驱动方法包括 扫描信号驱动处理，该扫描信号驱动处理通过以所述块为单位对扫描信号 线进行依次扫描，并且在各块的扫描中，对扫描信号线的各组依次进行扫 描从而实现隔行扫描，由此对扫描信号线依次施加使扫描信号线为选择状 态的栅极导通脉冲来进行驱动；数据信号驱动处理，该数据信号驱动处理 对所述数据信号线施加极性以预定的定时切换的数据信号；以及保持电容 信号驱动处理，该保持电容信号驱动处理对所述保持电容布线施加极性以 预定的定时切换的保持电容信号，所述数据信号驱动处理中，紧接所述数 据信号极性反转时刻之后设置虚拟插入期间，在该虚拟插入期间内对所述 数据信号线施加的数据信号，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对 所述数据信号线施加的数据信号相同，并且，当所述保持电容信号驱动处 理中，对彼此相邻的两根所述扫描信号线中属于先施加栅极导通脉冲的第 一组或第二组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、到对属于后施 加栅极导通脉冲的第二组或第一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间时，至少在所述相邻行写入时间差期 间中，使所有的所述保持电容信号的极性反转周期一致。根据上述结构或方法，紧接数据信号极性反转时刻之后设置虚拟插入 期间，在虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性，与紧 接该虚拟插入期间之后的水平期间内对数据信号线施加的数据信号的极性 相同。由此，可以减轻极性反转时所产生的数据信号波形钝化引起的像素 充电率的降低，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。另外，如上所述，在插入虚拟插入期间时，数据信号的极性反转周期 有时会随定时变动，因此，存在数据信号的极性反转周期偏离保持电容信 号的极性反转周期的问题。对此，根据上述结构，至少在相邻行写入时间 差期间中，使所有保持电容信号的极性反转周期一致，因此，可以使得对 所有扫描信号线的栅极导通脉冲施加时刻与保持电容信号的极性反转定时 一致。从而，可以抑制CS信号的波形钝化引起的显示上的不均匀。另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构 中，所述数据信号驱动部在紧接所述数据信号极性反转时刻之后设置虚拟 插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号，与紧 接该虚拟插入期间之后的水平期间内对数据信号线施加的数据信号相同。另外，本发明的液晶显示装置的驱动方法也可以采用以下方法艮P, 在上述方法中，所述数据信号驱动处理中，紧接所述数据信号极性反转时 刻之后设置虚拟插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的 数据信号，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对数据信号线施加的 数据信号相同。根据上述结构或方法，在虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数 据信号，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对数据信号线施加的数据信号相同。从而，无需新生成要插入到虚拟插入期间的数据信号，因此， 可以容易地实现虚拟插入期间的插入。还可以容易地实现虚拟插入期间内 对所述数据信号线施加的数据信号的极性、与紧接该虚拟插入期间之后的 水平期间内对数据信号线施加的数据信号的极性相同。另外，本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所述扫描信号驱动部在所述虚拟插入期间中不对所述扫描信号线施加 栅极导通脉冲。上述专利文献5所揭示的技术中，在数据信号极性反转时进行像素充电 的像素，是在数据信号波形钝化较大的期间内进行像素充电，因此，存在 无法完全改善其与极性未反转时以同一栅极导通时间进行写入的像素的充 电率之差的问题。另外，专利文献6揭示的技术中，在数据信号极性反转时进行像素充电 的像素，是在数据信号波形钝化较大的期间内进行像素充电。另外，数据 信号的延迟量随显示区域内位置的不同而不同，因此，数据信号波形的波形钝化也会随显示区域内位置的不同而不同。从而，存在以下问题艮P， 即使在极性反转后延长栅极导通脉冲，也无法在显示面内均匀地改善因充 电特性差异而引起的不均匀。该问题在大型高清晰的液晶显示装置中尤为明显，在为了提高动态图像可视性而提高图像写入频率(例如120Hz)的情况下更加明显。对此，根据上述结构，在紧接数据信号极性反转时刻之后设置虚拟插 入期间，即不对所述扫描信号线施加所述栅极导通脉冲的期间。由此，可 以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电， 因此，能够有效地抑制显示不均匀等。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，分 割所述扫描信号线的块数为l块，所述数据信号驱动部对所述数据信号线施 加数据信号，使其极性在进行扫描的所述扫描信号线组切换的时刻反转。根据上述结构，可以实现数据信号极性每隔一根数据信号线反转的驱动。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，分 割所述扫描信号线的块数为2块以上，所述数据信号驱动部对所述数据信号 线施加数据信号，使其极性在进行扫描的所述扫描信号线组切换的时刻反转。根据上述结构，扫描信号线被分成多个块，以各块为单位进行基于隔 行扫描方式的驱动。这种情况与对所有扫描信号线都进行隔行扫描方式的20驱动相比，可以减小各块内的组间扫描定时之差。由此，可以抑制后文所 述的梳毛现象的发生，因此能够进一步提高显示质量。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所述保持电容信号的极性反转周期为所述相邻行写入时间差期间除以k(k为l以上的整数)的值。根据上述结构，在相邻行写入时间差期间中，保持电容信号的极性反 转进行偶数次(2k(k为l以上的整数))。这种情况下，可以使子像素的明暗状 态固定，从而防止显示质量的紊乱。还可使沿列方向排列的各子像素的明 暗顺序处于每隔一行反转的状态，因此，也可以抑制锯齿问题的发生。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所述k为l。根据上述结构，保持电容信号的极性反转周期为相邻行写入时间差期 间的一半。这种情况下，保持电容信号的极性反转周期最长，因此，通过 在保持电容信号的极性反转后且在下一次将要反转之前施加栅极导通脉冲 Pw，可以在保持电容信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述保持电容信号在相邻行写入时间差期间以外的期间以所述相邻行写入时 间差期间中的极性反转周期，也周期性地反转极性。根据上述结构，保持电容信号在所有期间中都以预定的极性反转周期 进行周期性的极性反转，因此，可以利用对某一保持电容布线施加的保持 电容信号，作为对其它保持电容布线施加的保持电容信号。从而，可以用变化更少的保持电容信号来驱动所有保持电容布线。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述保持电容信号中，在以一个极性持续的期间作为极性持续期间的情况下， 插入了所述虚拟插入期间的期间中所述保持电容信号的极性持续期间，比 插入了所述虚拟插入期间的期间以外的期间中所述保持电容信号的极性持 续期间要长该虚拟插入期间部分的大小。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述保持电容信号中，若以一个极性持续的期间作为极性持续期间，则所述21保持电容信号所包含的极性持续期间为第一长度极性持续期间和作为该第 一长度与所述虚拟插入期间长度之和的第二长度极性持续期间中的某一个 极性持续期间。根据上述结构，可以提高下述可能性即，可以利用对某一根保持电 容布线施加的保持电容信号，作为对其它保持电容布线施加的保持电容信 号。从而，可以用变化更少的保持电容信号，来驱动所有保持电容布线。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述保持电容信号驱动部用一根保持电容信号供给布线对要被施加相同相位 的保持电容信号的保持电容布线提供保持电容信号。根据上述结构，对施加了相同相位的保持电容信号的保持电容布线， 用一根保持电容信号供给布线提供保持电容信号，因此，可以减少保持电 容信号供给布线的数量。从而，可以力求实现液晶显示装置结构的简化、 以及装置尺寸的小型化。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述保持电容信号驱动部对多根保持电容信号供给布线施加相同相位的保持 电容信号。根据上述结构，可以减少保持电容信号供给布线的数量。从而，可以 力求实现液晶显示装置结构的简化、以及装置尺寸的小型化。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述虚拟插入期间的长度为水平期间的长度的倍数。根据上述结构，虚拟插入期间为数倍水平期间的期间，因此，可以以 水平期间为单位进行数据信号的驱动、以及扫描信号的驱动。从而，可以 沿用一直以来所使用的时钟信号，作为数据信号驱动、以及扫描信号驱动 的基准的时钟信号，因此，可以力求实现结构简化。本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，对第n+2行所述保持电容布线施加的保持电容信号的相位，处于比对第n行施加的保持电容信号的相位延迟一个水平期间的状态。根据上述结构，保持电容信号每隔2行保持电容布线相差一个水平期间。从而，对于所有保持电容布线，可以在保持电容信号的极性反转之后经过相同时间后、即在保持电容信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写 入数据。因而，可以抑制保持电容信号的波形钝化引起的显示上的不均匀。 本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构S卩，在上述结构中，所
述保持电容信号驱动部生成m种保持电容信号，用相同相位的保持电容信号
驱动中间夹着一根保持电容布线的两根保持电容布线，至少使一个极性持
续期间为(kxm)个水平期间，并且，
对第(n+2(k+l))行所述保持电容布线施加的保持电容信号的相位，处于 比对第n行施加的保持电容信号的相位延迟(k+I)个水平期间的状态。
根据上述结构，不需要增加保持电容信号供给布线的根数，就可以延 长保持电容信号的极性持续期间。S卩，不需要增加多余的布线或电路，就 可以提高栅极截止时保持电容信号电压的达到度，可以减轻因保持电容信 号电压的实际波形钝化而引起的显示不均匀。另外，对于保持电容布线， 可以在保持电容信号的极性反转之后经过相同时间后、即在保持电容信号 的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。因而，可以抑制保持电容信 号的波形钝化引起的显示上的不均匀。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述保持电容信号中，若以一个极性持续的期间作为极性持续期间，则所述 极性持续期间全都相等。
根据上述结构，在保持电容信号的波形中， 一个极性的极性持续期间 和另一个极性的极性持续期间相等，因此，可以使子像素的有效电位大致 均等。从而，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，还 具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号， 并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据信号施加 控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的定时，从 外部的信号源向所述显示控制电路隔开间隔依次输入与一根数据信号线对 应的视频数据，该显示控制电路根据极性反转，将多个视频数据作为一组， 并且在该组内的预定位置处插入虚拟数据，向虚拟数据对应的信号电位的 输出分配虚拟插入期间，向各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，将该一个水平期间设定为比所述间隔要短。
这样，当输出各视频数据对应的信号电位的一个水平期间比各视频数 据的输入间隔(对输入的数据串设定的水平期间)要短时，可以利用该縮短部 分的总和，生成用于输出虚拟数据的虚拟插入期间。从而，可以在输入的 视频数据中插入虚拟数据，并对其分配虚拟插入期间，同时可以抑制垂直 显示期间的增加。还可以抑制数据输入和输出的时间差的增加，可以降低 存储器(缓冲器)的使用量。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即， 一组视频数据数与 所述间隔之积，等于该组中对虚拟数据分配的总虚拟插入期间与对所述视 频数据分配的总水平期间之和。
这样，不需要改变垂直显示期间(S卩，不减少垂直回扫期间)，就可以设 置(插入)虚拟插入期间。另外，由于数据输入和输出的时间差并未增加，所 以可以进一步降低存储器(缓冲器)的使用量。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述显示控制电路在各组的最前端插入虚拟数据。
从而，即使是在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不 进行像素充电的情况下，也不会遗漏数据，从而可以进行正确的显示。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，还 具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号， 并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据信号施加 控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的定时，从 外部的信号源向所述显示控制电路隔开间隔依次输入与一根数据信号线对 应的视频数据，该显示控制电路根据极性反转，将多个视频数据作为一组， 对各组的预定视频数据对应的信号电位的输出，在一个水平期间的基础上 再分配一个以上的虚拟插入期间，对同组的其它各视频数据对应的信号电 位的输出分配一个水平期间，将所述的一个水平期间设定为比所述间隔要 短。
这样，当实际输出的一个水平期间比各数据的输入间隔(对输入的数据 串设定的水平期间)要短时，可以利用该縮短部分的总和，生成要分配给虚拟插入期间的时间。从而，既可以设置虚拟插入期间，又可以抑制垂直显 示期间的增加。还可以抑制数据输入和输出的时间差的增加，可以降低存 储器(缓冲器)的使用量。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述显示控制电路使一组视频数据数与所述间隔之积，等于对所述预定数据 分配的总水平期间、对所述预定数据分配的总虚拟插入期间、以及对所述 其它各数据分配的总水平期间之和。
这样，不需要改变垂直显示期间(即，不减少垂直回扫期间)，就可以设 置虚拟扫描期间。另外，由于数据输入和输出的时间差并未增加，所以可 以进一步降低存储器(缓冲器)的使用量。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构S卩，在上述结构中，所 述各组的预定数据是各组的第一个数据。
从而，即使是在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不 进行像素充电的情况下，也不会遗漏数据，从而可以进行正确的显示。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，将 所述虚拟扫描期间设定为比所述间隔要短。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构S卩，在上述结构中，所 述虚拟插入期间等于一个水平期间。这样，各扫描期间(虚拟插入期间和水 平期间)相同，因此，可以简化信号处理或用于信号处理的结构。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述虚拟插入期间比一个水平期间要短。这样，可以延长水平期间，因此， 可以提高像素的充电率。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述虚拟插入期间比一个水平期间要长。这样，在每隔一组使信号电位的极 性反转的结构中，可以提高紧接极性反转之后的数据信号线的充电率。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述保持电容信号驱动部在所述保持电容信号的极性持续期间中，设置施加 第一电压的期间和施加第二电压的期间，所述第二电压的极性与第一电压 的极性相同，其绝对值大于第一电压。
25根据上述结构，可以改善保持电容信号脉冲的上升沿或下降沿处的波 形钝化。换言之，即使是从保持电容信号的极性反转时刻到栅极截止定时 为止的时间较短的情况下，也可以提高在栅极截止定时的保持电容信号电 压的达到度。从而，可以减小由保持电容信号的上升沿或下降沿到栅极截 止定时为止的期间的差异引起的保持电容信号电压的达到率的差异。另外， 当存在从保持电容信号的极性反转时刻到栅极截止定时为止的时间较短的 行和较长的行时，也可以防止因保持电容信号的电压达到度之差而引起的 显示不均匀。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，所 述保持电容信号驱动部根据所述保持电容信号中极性反转周期的长度，改 变施加所述第二电压的期间及施加定时的至少一方。
根据上述结构，当保持电容信号的电压达到率根据极性反转周期的长 度而产生差异时，可通过改变施加第二电压的期间及施加定时的至少一方 来消除该差异，由此来应对该情况。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，一
个块所包含的扫描信号线数为a(a为自然数)，在一个块的扫描过程中插入两 个位置以上的插入虚拟插入期间的驱动方法中，至少用a/k(k为自然数，a/k 为整数)+2相的所述保持电容信号来驱动所述保持电容布线。
根据上述结构， 一个块所包含的扫描信号线数为a(a为自然数)，对施 加了相同相位的保持电容信号的保持电容布线，用一根保持电容信号供给 布线提供保持电容信号，从而，可以用n相保持电容信号来驱动保持电容布 线。然而，这种情况下，在插入了虚拟插入期间的位置处，从栅极导通脉 冲截止到保持电容信号极性反转为止的时间与其它线大不相同，从而产生 显示不均匀。对此，根据上述结构，至少使保持电容信号的相数为a/k+2相， 因此，可以对插入了虚拟插入期间的位置施加适当的保持电容信号。从而， 可以防止上述显示不均匀。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，一 个块所包含的扫描信号线数为a(a为自然数)，对于各块的前半a/2(a/2为自然 数)根，用相同相位的保持电容信号驱动中间夹着一根保持电容布线的两根保持电容布线，并且对于各块的后半a/2根，也用相同相位的保持电容信号 驱动中间夹着一根保持电容布线的两根保持电容布线，从而至少用a/2k(k 为2以上的整数，a/2k为整数)相的所述保持电容信号来驱动所有保持电容布线。
根据上述结构，不需要縮短保持电容信号的极性持续期间，就可以减 少所需的保持电容信号相数。从而，不需要增加多余的布线或电路，就可 以提高栅极截止时保持电容信号的电压达到度，可以减轻因保持电容信号 电压的实际波形钝化而引起的显示不均匀。
本发明的液晶显示装置也可以采用以下结构即，在上述结构中，在 包含虚拟插入期间在内的对一个块进行扫描的期间中，对所述保持电容信 号，将保持电容信号为高电平的期间与保持电容信号为低电平的期间之差 设定在一个水平期间以内。
根据上述结构，可以减小一帧内保持电容信号的高电平期间与低电平 期间之差，而与栅极导通脉冲的施加定时无关，因此，可以抑制由保持电 容信号的高、低电平变化而引起的对像素电极的上扬和下压时间的分布不 平衡。因此，可以抑制明暗子像素各行的亮度差，所以可以抑制显示不均 匀。
还可以采用以下结构即，在也包括虚拟插入期间在内的对一个块进 行扫描的期间中，
对所述保持电容信号，将保持电容信号为高电平的期间和保持电容信 号为低电平的期间之差与一帧期间的比设定在0.13%以下，更好的是在
0.09°/。以下。
根据上述结构，可以抑制由保持电容布线的高、低电平期间内保持电 容信号的高、低电平变化而引起的对像素电极的上扬和下压时间的分布不 平衡，而与驱动频率或扫描线数无关。因此，可以抑制明暗子像素各行的 亮度差，所以可以抑制显示不均匀。
另外，也可以构成具有本发明的液晶显示装置、和接收电视广播的调 谐器部的电视接收机。rij " (xu
图l是表示本发明一个实施方式的液晶显示装置的结构及其显示部的 等效电路的框图。
图2是在数据信号电压每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将 极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、 数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图3是在数据信号电压每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将 极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、 数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图4是在数据信号电压每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将 极性反转之后紧接的三个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、 数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图5是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将 极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、 数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图6是表示隔行扫描方式中、对栅极线的各行施加的数据信号的帧号的图。
图7(a)是表示纵向较长形状的图像的示例图，图7(b)是表示发生梳毛现 象的状态的示例图。
图8是表示通常的隔行扫描方式中的写入动作的示意图。
图9是表示分块隔行扫描方式中的写入动作的示意图。
图10是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号 波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图11是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号 波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的另一时序示例图。
图12是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号 波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的又一时序示例图。
图13是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号 波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的又一时序示例图。
图14是在一个块所包含的扫描线数为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号 波形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图15是表示本发明其它实施方式的液晶显示装置的结构及其显示部的 等效电路的框图。
图16是表示图15所示实施方式的液晶显示装置的一个像素部分的等效 电路的示意图。
图I7是表示CS控制电路、CS干线、以及CS线的连接状态的图。 图18是详细表示CS干线和CS线的连接状态的图。
图19是数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中的数 据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图20是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中， 将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波 形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图21是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中， 将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间，并且对插入了虚 拟插入期间的期间中的CS信号也插入2H大小的CS信号虚拟期间时的数据 信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序 图。
图22是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中， 将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间，并且使CS信号的 极性持续期间分别增加1H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、 栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图23是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中， 将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间作为第一虚拟插入期间，将 数据信号极性反转时刻的五个水平期间之前的两个水平期间作为第二虚拟 插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分 别插入2H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通
29信号、栅极导通脉沖、以及CS信号的时序图。
图24是在数据信号电压每隔10行极性反转的隔行扫描方式的驱动中，
将极性反转之后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间，并且使cs信号的
极性持续期间分别增加1H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、
栅极导通脉冲、以及cs信号的时序图。
图25是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号 波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图26是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为第一虚拟插入期间， 将数据信号极性反转时刻的五个水平期间之前的一个水平期间作为第二虚 拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也 分别插入1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选 通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图27是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间并且 仅在相邻行写入时间差期间中，在CS信号的某一个极性持续期间内插入数 据信号的虚拟插入期间大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信 号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图28是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间，并 且相邻行写入时间差期间中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为5.5H 时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信 号的时序图。
图29是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间，并 且相邻行写入时间差期间中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为5.5H 时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信
号的时序图。
图30是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间作为第一虚拟插入期间，将数据信号极性反转时刻的五个水平期间之前的两个水平期间作为第二虚
拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的cs信号也
分别插入1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选
通信号、栅极导通脉冲、以及cs信号的时序图。
图31是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间作为虛拟插入期间，并 且相邻行写入时间差期间中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为6H 时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信
号的时序图。
图32是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将数据信号极性反转之后紧接的四个水平期间作为虚拟插入期间，并 且相邻行写入时间差期间中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为6H 时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、栅极导通脉冲、以及CS信
号的时序图。
图33是说明本液晶显示装置的驱动方法的示意图。 图34是更详细地说明图33的驱动方法的示意图。 图35是说明本液晶显示装置的其它驱动方法的示意图。 图36是更详细地说明图35的驱动方法的示意图。 图37是说明本液晶显示装置的其它驱动方法的示意图。 图38是表示本液晶显示装置的水平扫描期间及虛拟扫描期间的设定例 的表格。
图39是说明本液晶显示装置的其它驱动方法的示意图。 图40是说明本液晶显示装置的其它驱动方法的示意图。 图4I是表示本液晶显示装置的水平扫描期间及虚拟扫描期间的确定例
的流程图。
图42是表示本液晶显示装置的水平扫描期间及虚拟扫描期间的其它确 定例的流程图。
图43是表示基于图42所示步骤的水平扫描期间及虚拟扫描期间的设定
例的表格。
图44是表示基于再计算的水平扫描期间及虚拟扫描期间的设定例的表格。图45是表示栅极驱动器用IC的结构例的框图。 图46是表示栅极驱动器的结构例的框图。
图47是表示栅极驱动器的动作的波形图。 图48是表示不同于图47的驱动动作的波形图。 图49是表示电视接收机用的显示装置的结构的框图。 图50是表示调谐器部与显示装置的连接关系的框图。 图51是表示将显示装置作为电视接收机时的机械结构的一个示例的分 解立体图。
图52是表示改变虚拟插入期间的长度时，检验是否可以看到撕裂现象 的性能评价结果表。
图53是在数据信号电压每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中， 将极性反转之后紧接的一个水平期间作为虛拟插入期间时的数据信号波 形、数据信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图54是每次跳过一根栅极线进行隔行扫描并使提供给一根源极线的信 号电位的极性每隔10个数据反转，而且在极性反转之后(每隔10个水平扫描 期间)紧接插入一个虚拟扫描期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通 信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图55是每次跳过一根栅极线进行隔行扫描并使提供给一根源极线的信 号电位的极性在第1组中每隔10个数据反转，而且在极性反转之后(包括扫 描开始时)紧接插入一个虚拟扫描期间并从第2组开始每隔20个数据反转， 而且在极性反转之后紧接插入一个虚拟扫描期间时的数据信号波形、数据 信号、锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图56是表示重排电路的简要框图。
图57是用于说明数据的重排方法的示意图。
图58是将图57的虚线包围的部分放大的示意图。
图59是表示数据信号波形、栅极导通脉冲、CS信号、以及子像素中的 电压施加状态的时序图。
图60是表示因CS信号的电压达到率之差而引起的显示画面上的周期性 显示不均匀的图。
图61是表示在CS信号的上升沿或下降沿的定时、进行控制预定宽度的 过冲脉冲Poc生成时的数据信号波形、栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。图62是表示水平期间H较短时CS信号的设定波形和实际波形的图。
图63是表示根据CS信号中的极性反转周期的长度改变,过冲脉冲的脉宽 及施加定时时CS信号的设定波形和实际波形的图。
图64是表示根据CS信号中的极性反转周期的长度改变过冲脉冲的电压 时CS信号的设定波形和实际波形的图。
图65是在一个块所包含的扫描线数a为48的分块隔行扫描方式的驱动 中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS 线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
图66是在图65中增加了两根CS干线、并增加了CS一P和CSJD作为CS信 号的相位种类的状态的时序图。
图67是在一个块所包含的扫描线数a为48的分块隔行扫描方式的驱动 中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS 线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
图68是CS信号的波形为12相时的CS干线与各CS线的连接状态、以及 CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
图69是施加图70(c)及(d)所示的CS信号时的CS干线与各CS线的连接状 态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
图70(a)及(b)是表示CS信号的极性反转定时与栅极截止定时的关系互 不相同的驱动例的图，图70(c)及(d)是表示将极性持续期间为14H的部分分 为12H的部分和2H的部分、并且设定2H的部分以使高电平期间与低电平期 间相等时的驱动例的图。
图71是表示设置正式充电期间和预充电期间的驱动例的图。
图72是表示不同的行有不同的充电率而产生亮度差时的显示不均匀状 态的示例图。
图73是表示控制栅极导通脉冲的脉宽的示例图。
图74是表示通过双脉冲驱动实现逐行扫描nH反转驱动的栅极驱动器用
IC的结构例的图。
图75是表示图74所示栅极驱动器的动作的一个示例波形图。 图76是表示图74所示栅极驱动器的动作的另一个示例波形图。 图77是在利用双脉冲驱动进行逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之
后紧接的一个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、
33锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。 图78是将图77的一部分放大的图。
图79是在利用双脉冲驱动进行逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之
后紧接的两个水平期间作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、 锁存选通信号、以及栅极导通脉冲的时序图。
图80是表示通过双脉冲驱动、实现分块隔行扫描驱动的栅极驱动器用 IC的结构例的图。
图81是表示图80所示栅极驱动器的动作的一个示例波形图。 图82是表示图80所示栅极驱动器的动作的一个示例波形图。 图83是表示图80所示栅极驱动器的动作的另一个示例波形图。 图84是表示图80所示栅极驱动器的动作的另一个示例波形图。 图85是在利用双脉冲驱动进行分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信 号极性反转之后紧接的一个水平期间作为第一虚拟插入期间，将数据信号 极性反转时刻的五个水平期间之前的一个水平期间作为第二虚拟插入期 间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入 1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号、 栅极导通脉冲、以及CS信号的时序图。
图86是表示第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的驱动
例的图。
图87是CS信号的波形为12相时的CS干线与各CS线的连接状态、以及 CS信号和栅极导通脉冲的另一个示例时序图。
图88是将图68及图87中的CS信号的极性反转定时和栅极导通信号的定 时分别作为波形1和波形2表示的图。
图89是表示对于每种扫描线数，保持电容信号为高电平的期间和为低 电平的期间之差、与一帧期间之比、以及作为视觉评价的亮度不均匀的状 态的表格。
图90是表示不使用选择信号而施加双脉冲的栅极导通脉冲的栅极驱动 器用IC的主要部分结构的图。
图91是基于图90所示的栅极驱动器单元的驱动例的波形图。
图92是表示基于现有技术的驱动方法的电压波形图。
图93是表示基于其它现有技术的驱动方法的电压波形图。标号说明
10 TFT
12a 第一TFT
12b 第二TFT
15信号线
16 扫描线
17a第一子像素电极
17b第二子像素电极
41第一与门
41n栅极驱动器用IC芯片
42第一移位寄存器
43第二移位寄存器
45 输出部
52 CS线
52M CS干线(保持电容信号供给布线) 52a辅助电容布线 52b 辅助电容布线
83 液晶控制器
84 液晶面板
90 CS控制电路(保持电容信号驱动部)
90 调谐器部
100 显示部
200 显示控制电路
300源极驱动器
400 栅极驱动器
441 第一与门
442 第二与门 600 背光源
35700 光源驱动电路
800 显示装置
具体实施例方式
下面，根据


本发明的一个实施方式。 (液晶显示装置的结构)
图l是表示本实施方式的液晶显示装置的结构及其显示部的等效电路
的框图。该液晶显示装置具有作为数据信号线驱动电路的源极驱动器300; 作为扫描信号线驱动电路的栅极驱动器400;有源矩阵型的显示部100;作 为面状照明装置的背光源600;驱动该背光源的光源驱动电路700;以及用
于控制源极驱动器300、栅极驱动器400及光源驱动电路700的显示控制电路 200。此外，本实施方式中，显示部100是作为有源矩阵型的液晶面板来实 现，但显示部100也可以与源极驱动器300和栅极驱动器400 —起形成为一
体，构成液晶面板。
上述液晶显示装置中的显示部100包括多根(m根)作为扫描信号线的 栅极线GLl GLm;与这些栅极线GLl GLm分别交叉的多根(n根)作为数 据信号线的源极线SLl SLn;以及分别对应于这些栅极线GLl GLm和源 极线SLl SLn的交叉点设置的多个(mxn个)像素形成部。这些像素形成部 配置成矩阵形状，构成像素阵列。下面，将像素阵列的排列中的栅极线方 向称为行方向，将源极线方向称为列方向。
各像素形成部由以下构成开关元件即TFTIO，该TFT10的栅极端子与 通过对应交叉点的栅极线GLj连接，且源极端子与通过该交叉点的源极线 SLi连接；与该TFT10的漏极端子连接的像素电极；在上述多个像素形成部
公共设置的相对电极即公共电极EC;以及在上述多个像素形成部公共设置
在像素电极和公共电极Ec之间夹着的液晶层。于是，利用由像素电极和公 共电极Ec形成的液晶电容，构成像素电容Cp。通常，为了使像素电容可靠 地保持电压，与液晶电容并排设置辅助电容(保持电容)，但由于辅助电容与 本实施方式没有直接关系，因此，省略其说明及图示。利用源极驱动器300和栅极驱动器400，向各像素形成部中的像素电极
提供与要显示的图像对应的电位，从未图示的电源电路向公共电极Ec提供 预定电位Vcom。由此，对液晶施加与像素电极和公共电极Ec之间的电位差 对应的电压，通过施加该电压来控制液晶层的透光量，从而进行图像显示。 其中，为了通过对液晶层施加电压来控制透光量，使用偏光板，在本实施 方式中，配置偏光板使其成为常黑的状态。因而，各像素形成部在未对其 像素电容Cp施加电压时，形成黑像素。
背光源600是从后方对上述显示部100进行照明的面状照明装置，用例 如作为线状光源的冷阴极管和导光板构成。该背光源600通过光源驱动电路 700驱动而点亮，由此从背光源600向显示部100的各像素形成部照射光。
显示控制电路200从外部信号源接收表示要显示图像的数字视频信号 Dv、与该数字视频信号Dv对应的水平同步信号HSY和垂直同步信号VSY、 以及用于控制显示动作的控制信号Dc。显示控制电路200还基于这些接收的 信号Dv、 HSY、 VSY、 Dc，生成并输出数据起始脉沖信号SSP、数据时钟 信号SCK、锁存选通信号(数据信号施加控制信号)LS、极性反转信号POL、 表示要显示图像的数字图像信号DA(相当于视频信号Dv的信号)、栅极起始 脉冲信号GSP、栅极时钟信号GCK、以及栅极驱动器输出控制信号(扫描信 号输出控制信号)GOE，作为用于使显示部100显示该数字视频信号Dv所示 图像的信号。
更详细而言，在内部存储器根据需要对视频信号Dv进行定时调整等之 后，作为数字图像信号DA从显示控制电路200输出，生成数据时钟信号SCK 作为由该数字图像信号DA所示图像的各像素对应的脉冲构成的信号，基于 水平同步信号HSY生成数据起始脉冲信号SSP，作为每隔一个水平扫描期间 仅在预定期间内为高电平(H电平)的信号，基于垂直同步信号VSY生成栅极 起始脉冲信号GSP(GSPa、 GSPb)，作为每隔一帧期间(一个垂直扫描期间) 仅在预定期间内为高电平的信号，基于水平同步信号HSY生成栅极时钟信 号GCK(GCKa、 GCKb),基于水平同步信号HSY和控制信号Dc生成锁存选 通信号LS、以及栅极驱动器输出控制信号GOE(GOEa、 GOEb)。
通过上述这样在显示控制电路200生成的信号中，数字图像信号DA、
37锁存选通信号LS、数据起始脉冲信号SSP、数据时钟信号SCK和极性反转信 号POL输入到源极驱动器300，栅极起始脉冲信号GSP、栅极时钟信号GCK 和栅极驱动器输出控制信号GOE输入到栅极驱动器400。
源极驱动器300基于数字图像信号DA、数据起始脉冲信号SSP、数据时 钟信号SCK、锁存选通信号LS和极性反转信号POL，每隔一个水平期间依 次生成数据信号S(l) S(n)，作为相当于数字图像信号DA所示图像的各水 平扫描线的像素值的模拟电压，并将这些数据信号S(l) S(n)分别施加到源 极线SLl SLn。
栅极驱动器400基于栅极起始脉冲信号GSP(GSPa、 GSPb)、栅极时钟信 号GCK(GCKa、 GCKb)和栅极驱动器输出控制信号GOE(GOEa、 GOEb),生 成扫描信号G(l) G(m)，并将这些扫描信号G(l) G(m)分别施加到栅极线 GLl GLm，从而有选择地驱动该栅极线GLl GLm。该栅极线GLl GLm
的有选择驱动是通过施加以选择期间为脉宽的栅极导通脉冲作为扫描信号 G(l) G(m)而实现的。此外，本实施方式中，除了一部分驱动例外，对各 栅极线施加的栅极导通脉冲Pw的脉宽都相等。这样，使得对各像素的充电 条件均等，因此，通过在整个显示画面中进行更加均匀的显示，可以进一
步提高显示质量。
如上所述，利用源极驱动器300和栅极驱动器400驱动显示部100的源极 线SLl SLn和栅极线GLl GLm，从而通过与所选择的栅极线GLj连接的 TFTIO，向像素电容Cp提供源极线SLi的电压(i^ n， j=I m)。由此，在 各像素形成部中对液晶层施加与数字图像信号DA对应的电压，通过施加该 电压，控制来自背光源600的透光量，从而在显示部100中显示来自外部的 数字视频信号Dv所示的图像。
作为显示方式，可以举出逐行扫描方式(Progressive Scan Method)和隔 行扫描方式(Interlace Scan Method)。逐行扫描方式是在显示一幅画面时，即 在一帧期间内，从最上部到最下部，逐根依次地选择栅极线GLl GLm。
而隔行扫描方式是将栅极线GLl GLm分成多组，使间隔预定根线的 栅极线为一组，对各组依次进行扫描。将栅极线GLl GLm分成两组，使 间隔一根线的栅极线为一组时，在一帧期间内，从最上部到最下部依次选
38择奇数号或偶数号的栅极线GLl GLm，然后，再从最上部到最下部依次 选择偶数号或奇数号的栅极线GLl GLm。 (逐行扫描方式的驱动例)图2表示在数据信号电压以数据信号电压的中间值Vsc(通常与Vcom大 致相等)为基准每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之 后紧接的一个水平期间(IH)作为虚拟插入期间(O标记的部分)时的数据信 号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲(像素数据写入脉 冲)Pw的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通 脉冲的栅极线(写入行)GLl GLm的各行。如该图所示，在紧接极性反转之后，实际数据信号的波形发生钝化， 即，数据信号波形在极性反转后达到预定电压需要时间。在该图所示的例 子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过一个水平期间左右的 吋间达到预定电压。此外，该图中，数据信号波形呈现在同一极性期间内 数据信号电压(灰度)不发生变化的简易信号状态。这在以下所示的图中也是 一样的。对此，在上述驱动方式中，在极性反转之后紧接的一个水平期间中不 施加栅极导通脉冲Pw，从而设置虚拟的水平期间。由此，在虚拟插入期间 之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时 的源极线SLl SLn(数据信号线)的实际电压相对于施加电压的达到率(充 电率)。从而，可以防止因极性反转时数据信号波形的钝化而引起的每隔IO行的显示不均匀。此外，在虚拟插入期间内，显示控制电路200使得输入到源极驱动器300 的LS信号停止施加导通脉冲。从而，使得要在虚拟插入期间中写入的数据 信号，在虚拟插入期间之后的水平期间中写入。这样，即使设置虚拟插入 期间，也不会遗漏要进行显示的数据，从而可以恰当地进行显示。另外，显示控制电路200也可以在下一个水平期间内输出数据信号，该 数据信号与要在极性反转之后紧接的虚拟插入期间内施加的数据信号相同。这样，即使设置虚拟插入期间，也不会遗漏要进行显示的数据，从而 可以恰当地进行显示。图3表示在数据信号电压以Vsc为基准每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间(O标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极 导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图。图4表示在数据信号电压以Vsc 为基准每隔10行极性反转的驱动方式中，将极性反转之后紧接的三个水平 期间(3H)作为虚拟插入期间(0标记的部分)时的数据信号波形、数据信号、 锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的定时。在这 些图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写 入行)GLl GLm的各行。在图3所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过两 个水平期间左右的时间达到预定电压。在图4所示的例子中，实际数据信号 波形在紧接极性反转之后，经过三个水平期间左右的时间达到预定电压。 这样，数据信号的电压波形钝化程度随着液晶显示装置规格的不同而不同。 这是由于，例如因液晶显示装置的画面尺寸以及像素数的不同，使得对源 极线SLl SLn的负载程度不同。因此，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含实际数据 信号从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的 水平期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。 例如，数据信号波形的钝化在60Hz的一个水平期间内发生的情况下，使虚 拟插入期间为一个水平期间(1H)，当利用同一液晶显示装置进行120Hz驱动 时，由于数据信号波形的钝化在120Hz的两个水平期间内发生，因此，只要 使虚拟插入期间为两个水平期间(2H)即可。这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时 的源极线SLl SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止 因极性反转时数据信号波形的钝化而引起的每隔10行的显示不均匀。此外，在上述例子中，虚拟插入期间为2H或3H，但也可以根据极性反 转后数据信号波形的钝化程度，将其设定为4H以上。但是，若将该虚拟插入期间设定为预定长度以上，则会产生在极性反转前后的栅极线之间看到 图像横向偏离的不良情况(撕裂)。看到撕裂的程度取决于虚拟插入期间的长度。更详细而言，如上述那样设置虚拟插入期间时，在极性反转前进行显 示的栅极线上的像素、与极性反转后进行显示的栅极线上的像素之间，产生显示定时的偏差。图52表示改变虚拟插入期间的长度时、检验是否可以 看到撕裂现象的性能评价结果。在该图所示的例子中，示出使全高清(FHD) 面板(1920x 1080点)以60Hz的帧频显示时的结果，使虚拟插入期间在 40H(593ns) 540H(8000ps)之间变化。结果，当虚拟插入期间在815ps以下 时，是几乎看不到任何撕裂现象的程度，当虚拟插入期间在1185网以下时， 是稍微可以看到撕裂现象的程度，当虚拟插入期间在1481ps以上时，成为 撕裂现象非常严重的程度。如上所述，当极性反转前后的显示定时偏差大于0.8ms时，容易看到撕裂现象，从而降低了显示质量。因此，若使从极性反转时刻幵始、直到该 极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲中最接近极性反转时刻的栅极导通 脉冲的施加开始时刻为止的时间在0.8ms以下，则难以产生撕裂的问题，从而可以进行良好的显示。(隔行扫描方式的驱动例)图5表示在数据信号电压以Vsc为基准进行极性反转的隔行扫描方式的 驱动中，将极性反转之后紧接的一个水平期间(IH)作为虚拟插入期间(O标 记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通 脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一 帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极 性为正极性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的 极性反转为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用 假设由20行扫描信号线组成的实施例。由于隔行扫描方式的极性反转周期为1/2F，因此，与逐行扫描方式相 比，可以实现降低功耗、以及抑制源极驱动器300的发热。而且，隔行扫描 方式在显示方面，使得对像素施加的电压每隔一行极性反转，因此，与逐行扫描方式相比，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素的耦合电容 而引起的显示不均匀。隔行扫描方式也与所述逐行扫描方式一样，实际数据信号的波形也会 在数据信号极性反转时发生钝化。在该图所示的例子中，数据信号在紧接 极性反转之后，经过一个水平期间左右的时间达到预定电压。对此，在上 述驱动方式中，通过在极性反转之后紧接的一个水平期间中不施加栅极导 通脉冲PW，设置虚拟的水平期间。由此，在虚拟插入期间之后的水平期间 内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线SLl SLn(数据信号线)的实际电压相对于施加电压的达到率(充 电率)。此外，与所述逐行扫描方式相同，在虚拟插入期间内，显示控制电路 200使得输入到源极驱动器300的LS信号停止施加导通脉冲。从而，使得要 在虚拟插入期间中写入的数据信号，在虚拟插入期间之后的水平期间中写 入。另外，显示控制电路200也可以在下一个水平期间内输出数据信号，该 数据信号与要在极性反转之后紧接的虚拟插入期间内施加的数据信号相 同。此外，对应于图示的隔行扫描，显示控制电路200所具备的数据信号重 组电路按照预定的顺序对数据信号进行重排，进行定时处理等必要的处理， 将其作为数字图像信号DA输入到源极驱动器300。数据信号重组电路将从 外部信号源按照时间序列输入到显示控制电路200的作为数字RGB信号的 数字视频信号Dv暂时存储到存储器后，读出与所驱动的扫描信号线对应的 信号，由此进行顺序的重排。(分块隔行扫描方式)图6是表示所述隔行扫描方式中、对栅极线(写入行)GLl GLm的各行 施加的数据信号的帧号的图。在隔行扫描方式的情况下，以半帧为间隔， 在栅极线的奇数行和偶数行之间显示不同帧号的图像。在该图所示的例子 中，第一个半帧(1/2F)中，奇数行的栅极线显示第n帧图像，偶数行的栅极 线显示第n—l帧图像，在第三个半帧中，奇数行的栅极线显示第n+l帧图像，偶数行的栅极线显示第n帧图像。这种情况下，在进行使图7(a)所示的纵向较长形状的图像横向移动这样 的动态图像显示时，纵向的边缘部分有时会如图7(b)所示，看成是梳状，从 而产生梳毛的问题。该梳毛现象发生的原理与例如未经IP转换而在PC用的. 逐行扫描监视器中显示隔行扫描图像时发生的、横向滚动图像呈梳状的现 象的原理相同。看到梳毛现象的程度取决于在栅极线的奇数行和偶数行之 间显示不同帧号图像的状态的时间长度。图8示出通常的隔行扫描方式中的写入动作，横轴表示时间的经过，纵 轴表示作为写入行的栅极线GLl GLm。在该图所示的例子中，首先，对 栅极线GLl GLm的所有奇数行进行写入，然后对偶数行进行写入。这里， 当帧频为120Hz(—个周期为8.333ms)时，在相邻栅极线之间，从奇数行写入 动作的时刻到偶数行写入动作的时刻为止的时间Tc为4167ps。梳毛现象的原理与所述撕裂现象的原理相同，都是相邻栅极线之间的 显示定时产生偏差所导致的。因而，关于梳毛现象也可以得到与涉及所述 撕裂现象的性能评价结果相同的结果。即，若时间Tc在0.8ms左右以上，则 可看到梳毛现象，因此，在图8所示的例子中，会看到梳毛现象。对此，在本实施方式中，将栅极线GLl GLm分成多个块，对每一个 块进行隔行扫描(分块隔行扫描方式)。从而，可以縮短时间Tc，因此，使得 梳毛现象难以被看到。图9示出分块隔行扫描方式中的写入动作，横轴表示时间的经过，纵轴 表示作为写入行的栅极线GLl GLm。在该图所示的例子中，将每a行的栅 极线GLl GLm分成一块，对每一个块进行隔行扫描。具体而言，首先， 对第l行 第a行栅极线的奇数行进行写入，使得数据信号电压相对于Vsc 为正极性(+极性)，然后，对第l行 第tx行的偶数行进行写入，使得数据信 号电压相对于Vsc为负极性(一极性)。接着，对第a+l行 第2a行的偶数行 进行写入，使得数据信号电压相对于Vsc为负极性，然后，对第a+l行 第2a 行的奇数行进行写入，使得数据信号电压相对于Vsc为正极性。依次反复地 进行上述操作，由此进行一帧大小的写入。此外，在上述方式中，在第l行 第a行栅极线的第一块中，按照奇数43行、偶数行的顺序进行写入，在第cx+l行 第2a行的第二块中，按照偶数行、 奇数行的顺序进行写入。即，在奇数块中，按照奇数行、偶数行的顺序进 行写入，在偶数块中，按照偶数行、奇数行的顺序进行写入。于是，在横 跨两个块进行写入时，使数据信号电压的极性相同。由此，由于不需要在 切换块时进行极性反转，因此，可以抑制功耗。
该分块隔行扫描方式中相邻行写入的时间差即时间Tc可用下式表示-Tc气a/2)/(Vtotal)x(帧周期)。
这里，Vtotal表示一个垂直期间，即所有扫描线数。此外，由于(帧周 期)/(Vtotal)-(—个水平期间的时间)，因此，也可以对上式进行变形，写成 Tc=(a/2)x(lH: —个水平期间的时间)。
例如，在52英寸全高清电视(回扫期间内的所有扫描线数为1125根)且以 120Hz驱动的情况下，若设定a-48，则异常显示状态的时间Tc为
<formula>formula see original document page 44</formula>
从而将梳毛现象抑制在不可见的程度。
另外，在37英寸全高清电视(回扫期间内的所有扫描线数为1125根)且以 60Hz驱动的情况下，若设定a-20，则通过同样的计算，Tc-148.1ps，从而
将梳毛现象抑制在不可见的程度。 (分块隔行扫描方式的驱动例)
图10是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将极性反转之后紧接的一个水平期间(IH)作为虚拟插入期间(O标记的 部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲 Pw的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉 冲的栅极线(写入行)GLl GLm的各行。
对于该驱动例，在第1行 第20行栅极线的第一块中，按照奇数行、偶 数行的顺序进行写入，在第21行 第40行的第二块中，按照偶数行、奇数 行的顺序进行写入。于是，到第40行栅极线为止，在第一块中从奇数行切 换到偶数行时、以及在第二块中从偶数行切换到奇数行时发生极性反转。 详细地说，第1 40行栅极线的偶数行这20H的部分维持数据信号的极性为 同一极性(这里是负极性)进行扫描。之后，从第21行开始的奇数行这20行的部分也维持数据信号的极性为同一极性(这里是正极性)进行扫描。因而，除 了最开始的扫描，每隔20行的扫描，数据信号的极性反转，由此进行扫描。
在该例中，实际的数据信号波形在紧接极性反转之后，经过一个水平 期间左右的时间达到预定电压。因此，有时会产生因该极性反转时数据信 号波形的钝化而引起的显示不均匀。
因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号 从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平 期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这 样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极
线SLl SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止因极性 反转时数据信号波形的钝化而引起的约每隔20行的显示不均匀。
而且，与所述逐行扫描方式相比，在显示方面，对像素施加的电压每 隔一行极性反转，因此，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素的耦 合电容而引起的显示不均匀。在此基础上，通过采用分块隔行扫描方式， 可以抑制所述梳毛现象的发生。
此外，对应于图示的分块隔行扫描，显示控制电路200所具备的数据信 号重组电路按照预定的顺序对数据信号进行重排，进行定时处理等必要的 处理，将其作为数字图像信号DA输入到源极驱动器300。数据信号重组电 路将从外部信号源按照时间序列输入到显示控制电路200的作为数字RGB 信号的数字视频信号Dv暂时存储到存储器后，读出与所驱动的扫描信号线 对应的信号，由此进行顺序的重排。
在图ll所示的驱动例中，在第1行 第20行栅极线的第一块中，按照偶 数行、奇数行的顺序进行写入，在第21行 第40行的第二块中，按照奇数 行、偶数行的顺序进行写入。于是，到第40行栅极线为止，在第一块中从 偶数行切换到奇数行时、以及在第二块中从奇数行切换到偶数行时发生极 性反转。其它情况都与图10所示的驱动例相同，因此，这里省略其说明。
在图12所示的驱动例中，在第1行 第20行栅极线的第一块中，按照偶 数行、奇数行的顺序进行写入，在第21行 第40行的第二块中，按照奇数 行、偶数行的顺序进行写入。于是，到第40行栅极线为止，除了在第一块中从偶数行切换到奇数行时、以及在第二块中从奇数行切换到偶数行时发 生极性反转之外，还在从第一块切换到第二块时发生极性反转。将进行了 这些极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间。
该驱动例中，也可以获得设置虚拟插入期间的效果。然而，与上述图 10、图ll的驱动例相比，增加了极性反转的次数，因此，从功耗的观点来 看，上述图IO、图ll的驱动例更佳。
另外，在第20行和第21行中，对像素电极施加的电压极性相同，而在
其他行中，上下相邻行之间对像素电极施加的电压极性相反。因此，通过
上下像素电极的耦合电容而栅极截止后的像素电极的电压变动值在第20、 21行之间和其它行之间不相同，因此，有可能会产生横条纹不均匀。若考 虑该问题，则上述图IO、图ll的驱动例更佳。
在图13的驱动例中，在第1行 第20行栅极线的第一块中，按照偶数行、 奇数行的顺序进行写入，在第21行 第40行的第二块中，也是按照偶数行、 奇数行的顺序进行写入。于是，到第40行栅极线为止，除了在第一块中从 偶数行切换到奇数行时、以及在第二块中从奇数行切换到偶数行时发生极 性反转之外，还在从第一块切换到第二块时发生极性反转。将进行了这些 极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间。
该驱动例不同于图12的驱动例，在第20行和第21行之间，对像素电极 施加的电压的极性也是相反的。因此，由于可以使通过上下像素电极的耦 合电容而栅极截止后的像素电极的电压变动值在所有的行之间几乎都相 同，因此，可以抑制横条纹不均匀的产生。
图14是在将一个块所包含的扫描线数a作为20的分块隔行扫描方式的 驱动中、将极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间(0标 记的部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、以及栅极导通 脉冲Pw的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导 通脉冲的栅极线(写入行)GLl GLm的各行。
在图14所示的例子中，实际的数据信号波形在紧接极性反转之后，经 过两个水平期间左右的时间达到预定电压。因而，如上所述，通过设定虚 拟插入期间的长度，使其包含数据信号从极性反转后达到预定电压为止的
46时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到预定电压 的状态下，对各像素写入数据信号。这样，通过设置虚拟插入期间，可以
提高极性反转后像素数据写入时的源极线SLl SLn的实际电压相对于施
加电压的达到率。从而，可以防止因极性反转时数据信号波形的钝化而引 起的显示不均匀。
此外，在上述例子中，虚拟插入期间为2H，但也可以根据极性反转后 数据信号波形的钝化程度，将其设定为3H以上。 (栅极导通脉冲的施加控制)
这里，对上述虚拟插入期间作进一步详细说明。在上述各驱动例中， 以水平期间为单位确保从极性反转时刻到最开始施加栅极导通脉冲Pw为止 的期间，从而抑制数据信号波形钝化的影响。然而，该期间并不限定于水 平期间单位，只要是以下范围，就可以抑制数据信号波形钝化的影响。
首先，使得在极性反转时刻之前的时刻施加的栅极导通脉冲Pw中最接 近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的最后端，在施加了该栅极导通脉冲Pw 的水平期间的结束时刻之前，从该栅极导通脉冲Pw的最后端开始、直到施 加了该栅极导通脉冲Pw的水平期间的结束时刻为止的时间为第一期间。从 极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最 接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止的时间为第二期 间。只要设定栅极导通脉冲Pw，使得该第二期间比所述第一期间要长即可。
此外，在上述各驱动例中，第二期间相当于虚拟插入期间，第一期间 是一个水平期间内从栅极导通脉冲Pw截止开始、直到该水平期间结束为止 的期间。由此可知，在任一个驱动例中，第二期间都比第一期间要长。还 可知，虽然作为上述驱动例未举例说明，但也可以进行以下驱动，即，该 驱动在极性将要反转之前设置了不施加栅极导通脉冲Pw的水平期间，这种 情况下，第二期间也比第一期间要长。
若采用这种驱动，则在极性反转时刻不施加栅极导通脉冲Pw，因此， 可以对在极性反转前后施加了栅极导通脉冲Pw的相邻两根栅极线，不同时 地施加极性相互反转的数据信号。从而，可以防止极性反转时图像显示的 紊乱。另外，在极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转 时刻的栅极导通脉冲PW，从极性反转时刻起经过比所述第一期间要长的期 间后进行栅极导通。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较 大的期间内不进行像素充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示 质量的显示。
还可以将极性反转时刻幵始、直到最幵始施加栅极导通脉冲Pw为止的 期间设定为以下范围。即，只要施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻 开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转 时刻的栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止的时间在水平显示期间的时间
以上即可，该水平显示期间是从水平期间减去了水平回扫期间而得到的期 间。
此外，在上述各驱动例中，从极性反转时刻开始、直到该极性反转时
刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw
的施加开始时刻为止的时间，相当于虚拟插入期间。由此可知，在任一个 驱动例中，虚拟插入期间都比水平显示期间要长。
水平期间由水平显示期间与水平回扫期间之和构成。通常，将对源极 线施加的数据信号设计成在一个水平显示期间内对像素进行充电那样的信 号波形。由此，在从极性反转时刻起经过一个水平显示期间以上的时刻， 将抑制极性反转时所产生的数据信号波形钝化的影响。由此，可以在极性 反转时产生的数据信号波形钝化较大的期间内不进行像素充电，因此，能 够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的显示。
此外，如上所述，基本上将对源极线施加的数据信号设计成在一个水 平显示期间内对像素进行充电那样的信号波形。然而，极性反转了的情况 与极性未反转的情况相比，数据信号波形的电压变化增大，因此，根据装 置的设计条件，有可能在一个水平显示期间内无法对像素进行充电。这种
情况下，只要像上述驱动例那样，通过使虚拟插入期间在2H以上等来应对 即可。
下面，根据

本发明的其它实施方式。对于具有与所述实施方式l中说明的结构相同功能的结构，赋予同一标号，并省略其说明。 (液晶显示装置的结构)
图15是表示本实施方式的液晶显示装置的结构及其显示部的等效电路 的框图。该液晶显示装置在图l所示的液晶显示装置中，还具有作为辅助电 容布线驱动电路的CS控制电路(保持电容信号驱动部)90。关于其它结构与 实施方式l所示的结构相同，因此省略其说明。
CS控制电路90是控制对辅助电容布线(保持电容布线；CS布线)施加的 CS(保持电容)信号波形的相位及宽度等的电路。基于该CS控制电路90的控 制的详细情况、及辅助电容布线的详细情况，将在后文中阐述。
图16示出本实施方式的液晶显示装置的一个像素部分的等效电路。如 该图所示，各像素具有两个子像素，对应于各子像素，设有第一TFT12a和 第二TFT12b。于是，第一子像素电极17a、相对电极Ec、及两者间的液晶层 构成第一子像素电容Cspl，第二子像素电极17b、相对电极Ec、及两者间的 液晶层构成第二子像素电容Csp2。将这种像素结构称为多像素结构。此外， 本实施方式中，是一个像素包含两个子像素的方式，但也可以是包含三个 以上子像素的方式。
应用上述多像素结构时，至少使两个子像素的亮度互不相同为佳。若 采用该方式，则由于一个像素内存在明子像素及暗子像素这两种子像素， 因此，可以利用面积灰度表现中间灰度，适合改善液晶显示画面的倾斜视 角的泛白现象。
第一子像素电容Cspl及第二子像素电容Csp2的电容值为同一个值，该 值取决于对各液晶层施加的有效电压。另外，与第一子像素电容Cspl及第 二子像素电容Csp2独立地设有第一辅助电容Csl及第二辅助电容Cs2，这些
辅助电容的电容值为同一个值。
第一子像素电容Cspl及第一辅助电容Csl的其中一个电极与第一 TFT12a的漏极电极连接，第一子像素电容Cspl的另一个电极与相对电极Ec 连接，第一辅助电容Csl的另一个电极与辅助电容布线(CS线)52a连接。另 一方面，第二子像素电容Csp2及第二辅助电容Cs2的其中一个电极与第二 TFT12b的漏极电极连接，第二子像素电容Csp2的另一个电极与相对电极Ec连接，第二辅助电容Cs2的另一个电极与辅助电容布线(CS线)52b连接。
第一TFT12a及第二TFT12b的栅极电极均与扫描线16连接，源极电极均 与信号线15连接。
图17示出CS控制电路卯、CS干线(保持电容信号供给布线)52M.......
以及CS线52......的连接状态。图18详细地表示CS干线52M......与CS线
52......的连接状态。
CS控制电路90对CS干线52M......分别输出不同信号波形的CS信号。在
图18所示的例子中，CS干线52M......由A H、 J、 K这十种布线构成，对其
分别输入不同信号波形的CS信号。这些CS干线52M......设置在液晶显示装
置的显示区域之外。
CS线52......在相邻栅极线GLm—l和GLm之间与栅极线GLm平行配
置。各CS线52与CS干线52M......中的某一根连接。在图18所示的例子中，
CS线52......对应于分别和CS干线52M......中的A H、 J、 K连接的CS—A
CS—H、 CS—J、 CS—K中的某一个。
在具有上述多像素结构的液晶显示装置中，如上所述，利用源极驱动 器300和栅极驱动器400驱动显示部100的源极线SLl SLn和栅极线GL1 GLm，从而通过与所选择的栅极线GLj连接的TFTlO，向像素电容提供源极 线SLi的电压(i^ n， j=l m)。然后，利用CS控制电路90驱动CS线52……， 利用CS信号控制提供给像素电容的源极线SLi的电压。
由此，在各像素形成部中对液晶层施加与数字图像信号DA对应的电 压，通过施加该电压，控制来自背光源600的透光量，从而在显示部100中 显示来自外部的数字视频信号Dv所示的图像。
(隔行扫描方式的驱动例)
图19示出数据信号电压以Vsc为基准每隔10行极性反转的隔行扫描方 式的驱动中的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲 Pw、以及CS信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为 前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性作为正极 性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转 为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用以下实施例即，假设由20行扫描信号线组成，每隔10H进行数据信号的极性反转。
该图中，示出了与各CS线52对应的两个子像素的明暗状态。图中，在 时序图的右侧还示出了在相邻源极线SLn—l和SLn之间使极性反转而进行 驱动时的各子像素的明暗状态。在该驱动例的情况下，各子像素的明暗状 态排列以子像素为单位呈棋盘状，是图像粗糙感(锯齿感)很少的最佳方式。 这里，阴影部分表示暗像素，无阴影的部分表示明像素。作为成为这种驱 动状态的条件，可以举出以下条件。
对于相邻两根栅极线，从对先施加栅极导通脉冲的奇数行栅极线施加 栅极导通脉冲的时刻开始、直到对后施加栅极导通脉冲的偶数行栅极线施 加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间，则至少在相 邻行写入时间差期间中，CS信号的极性反转进行偶数次(2k(k为l以上的整
数))。换言之，若设CS信号的极性反转周期为第一极性持续期间与第二极 性持续期间之和，如果设定使得(CS信号的极性反转周期"(相邻行写入时间 差期间)/k(k为l以上的整数)，则在列方向上相邻的子像素之间，明暗状态 全部反转。即，可以使子像素的明暗状态固定，从而防止显示质量的紊乱。 于是，可以使奇数行和偶数行之间各子像素的明暗顺序为每隔一行反转的 状态，因此，也可以抑制所述锯齿感发生的问题。
在该图所示的例子中，k=l， CS信号的极性反转周期为相邻行写入时 间差期间的一半。当该k4时，CS信号的极性反转周期最长，因此，通过在 CS信号的极性反转后且在下一次将要反转之前施加栅极导通脉冲Pw，可以 在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。
另外，对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的
CS信号的相位要迟1H的状态。从而，对于所有CS线52.......可以在CS信号
的极性反转之后经过相同时间后、即在CS信号的波形充分稳定的时刻对各 子像素写入数据。因而，可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均 匀。
此外，为了满足上述第一及第二条件，需要多种CS信号，这多种CS信 号的种数是数据信号波形的极性反转周期的一半期间、即持续一个极性的 期间中包含的水平期间数的两倍。例如图19所示的例子中，需要10(H)x2:20
51种CS信号。这种情况下，若简单地考虑，则需要设置20根CS干线52M，但 如该图所示的例子那样，通过利用彼此相位反转的CS信号，用10种(相位) 的CS信号实现上述驱动。若详细说明，则将CS线52......分成上IO行和下IO
行这两个块，使上10行中每两行为一组的CS信号、与下10行中各组的顺序 相反，使下第11行的CS信号与上第1行的CS信号相同，从而用10种(相位) 的CS信号实现上述驱动。
如上文所述，由于隔行扫描方式的极性反转周期为1/2F，因此，与逐 行扫描方式相比，可以实现降低功耗、以及抑制源极驱动器300的发热。而 且，隔行扫描方式在显示方面，使得对像素施加的电压每隔一行极性反转， 因此，与逐行扫描方式相比，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素 的耦合电容而引起的显示不均匀。
此外，对应于图示的隔行扫描，显示控制电路200所具备的数据信号重 组电路按照预定的顺序对数据信号进行重排，进行定时处理等必要的处理， 将其作为数字图像信号DA输入到源极驱动器300。数据信号重组电路将从 外部信号源按照时间序列输入到显示控制电路200的作为数字RGB信号的 数字视频信号Dv暂时存储到存储器后，读出与所驱动的扫描信号线对应的 信号，由此进行顺序的重排。这在以下所示的其它驱动例中也是一样的。
另一方面，如上文所述，在该隔行扫描方式中，实际数据信号的波形 也会在数据信号极性反转时发生钝化。在该图所示的例子中，实际数据信 号波形在紧接极性反转之后，经过一个水平期间左右的时间达到预定电压。 因此，有时会产生因该数据信号波形的钝化而引起的显示上的不均匀。
作为改善因该数据信号的波形钝化而引起的显示上的不均匀的驱动方 式，可举出图20所示的驱动例。该图示出在数据信号电压以Vsc为基准进行 极性反转的隔行扫描方式的驱动中、将极性反转之后紧接的两个水平期间 (2H)作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、 栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将 一帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的 极性为正极性，对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号 的极性反转为负极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫描信号线组成的实施例。
在该图所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过 两个水平期间左右的时间达到预定电压。对此，在上述驱动方式中，通过 在极性反转之后紧接的两个水平期间中不施加栅极导通脉冲Pw，设置虚拟 的水平期间。由此，在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信号达到 预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时
的源极线SLl SLn(数据信号线)的实际电压相对于施加电压的达到率(充 电率)。
此外，与实施方式l所示的情况相同，在虚拟插入期间内，显示控制电 路200使得输入到源极驱动器300的LS信号停止施加导通脉冲。从而，使得 要在虚拟插入期间中写入的数据信号，在虚拟插入期间之后的水平期间中 写入。另外，显示控制电路200也可以在下两个水平期间内输出数据信号， 该数据信号与要在极性反转之后紧接的虚拟插入期间内施加的数据信号相 同。
另一方面，如本驱动例所示，若单纯地仅插入虚拟插入期间，则在多 像素驱动的情况下会产生以下问题。即，通过插入虚拟插入期间，使得数
据信号波形的极性反转周期增大，另一方面，由于cs信号的极性反转周期
不变，因此，两者的相位关系产生偏差。从而，使得子像素的明暗状态不 固定，产生显示质量降低的问题。
例如图20中，由于后半帧中，在CS信号波形钝化较大的期间内施加了 栅极导通脉冲Pw，因此，是在CS信号电压未达到预定值的状态下进行显示， 从而导致产生显示不均匀。在该图所示的栅极导通脉冲Pw与数据信号波形 和CS信号波形的关系中，奇数行和偶数行之间各子像素的明暗顺序为明、
暗、暗、明、明、暗........呈现暗或明分别连续2行的状态。图中，阴影
部分对应于暗像素，无阴影的部分对应于明像素。这种情况与明暗每隔一 行反转的情况相比，在显示质量上，产生锯齿感变明显的问题。
作为改善由该CS信号的极性反转周期、与数据信号波形的极性反转周 期的差异引起的问题的驱动方式，可举出图21所示的驱动例。该图示出在数据信号电压以VSC为基准进行极性反转的隔行扫描方式的驱动中、将数据 信号极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间并且对插入
了虚拟插入期间的期间中的CS信号也插入2H大小的CS信号虚拟期间时的 数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS 信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为前半帧期间 (1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性，对奇数行 进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负极性，对 偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫描信号线 组成的实施例。
在该图所示的例子中，在未插入虚拟插入期间的状态下，CS信号中一 个极性持续的期间(极性持续期间)为5H。对此，在紧接数据信号极性反转 之后存在的CS信号的极性持续期间中，增加了插入虚拟插入期间的期间， 即增加了2H。即，在紧接数据信号极性反转之后存在的CS信号的极性持续 期间为7H，除此以外的CS信号的极性持续期间为5H。
根据上述驱动，通过插入虚拟插入期间，使得数据信号波形的极性反 转周期增大，CS信号的极性反转周期也增大，因此，保持了两者的相位关 系。另外，对于各CS信号，至少在相邻行写入时间差期间中，使极性反转 定时在连续的帧间相等。从而，可以使子像素的明暗状态固定，防止显示 质量的紊乱。于是，可以使奇数行和偶数行之间各子像素的明暗顺序为每 隔一行反转的状态，因此，也可以抑制所述锯齿感发生的问题。
另外，对于所有CS线52......，可以在CS信号的极性反转之后经过相同
时间后、即在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。从而， 可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。
这种驱动可通过以下实现g卩，在数据信号波形以相同极性持续的期 间中，对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS 信号的相位要迟1H的状态。
此外，将CS线52......分成上10行和下10行这两个块，使上10行中每两
行为一组的CS信号与下10行中各组的顺序相反，使下第11行的CS信号与上 第1行的CS信号相同，从而用10种(相位)的CS信号实现上述驱动。另外，在上述例子中，虚拟插入期间为2H，但也可以根据数据信号波
形的钝化程度，使其为1H或3H以上。
另一方面，在上述驱动例中，CS信号波形中， 一个极性的极性持续期 间和另一个极性的极性持续期间的长度不相同。这种情况下，子像素的有 效电位随着极性持续期间的不同而不同，从而导致有时会产生条纹状的显 示不均匀的问题。
作为改善由该极性持续期间的不同而引起的问题的驱动方式，可举出 图22所示的驱动例。该图示出在数据信号电压以Vsc为基准进行极性反转的 隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水平期间(2H) 作为虚拟插入期间，并且使CS信号的极性持续期间分别增加1H时的数据信 号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时 序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为前半帧期间(1/2F)和后 半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性，对奇数行进行隔行 扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负极性，对偶数行进 行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫描信号线组成的实 施例。
在该图所示的例子中，在未插入虚拟插入期间的状态下，cs信号中一
个极性持续的期间(极性持续期间)为5H。对此，将所插入的虚拟插入期间 2H中的1H的部分增加到CS信号的一个极性持续期间，使其为6H，将剩下 的1H部分增加到CS信号的另一个极性持续期间，使其为6H。即，使得CS 信号的极性反转周期为增加了虚拟插入期间后的数据信号波形的极性反转 周期一半的长度，并且使CS信号的极性持续期间固定，而与极性无关。
此外，需要设定虚拟插入期间，以使增加了虚拟插入期间后的数据信 号波形的极性反转周期一半的长度为正整数个水平期间的长度。由此，能 够以一个水平期间为单位的长度来设定CS信号的极性持续期间。通过这样， 可以抑制CS信号波形的生成电路变复杂。
若采用上述驱动，则与图21所示的驱动例相同，起到可以使子像素的 明暗状态固定、从而防止显示质量紊乱的效果，也起到可以抑制所述锯齿 现象发生的问题的效果，还起到可以抑制由CS信号的波形钝化而引起的显
55示上的不均匀的效果，在此基础上，还起到以下效果。即，CS信号的波形 中， 一个极性的极性持续期间和另一个极性的极性持续期间相等，因此， 可以使子像素的有效电位大致均等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。此外，本驱动例中，将CS线52......分成上12行和下9行这两个块，使上12行的块内上8行中每两行为一组的CS信号与下8行中各组的顺序相反，使 下第9行的CS信号与上第10行的CS信号相同，从而用12种(相位)的CS信号实现上述驱动。接下来，对改善图21所示的驱动例中因极性持续期间的不同而引起的 问题的其它驱动方式进行说明。图23示出在数据信号电压以Vsc为基准进行 极性反转的隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个 水平期间(2H)作为第一虚拟插入期间，将数据信号极性反转时刻的五个水 平期间(5H)之前的两个水平期间(2H)作为第二虚拟插入期间，并且对插入了 第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入2H大小的CS信号 虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲 Pw、以及CS信号的时序图。该图所示的隔行扫描方式中，将一帧期间分为 前半帧期间(1/2F)和后半帧期间，在前半帧中，使数据信号的极性为正极性， 对奇数行进行隔行扫描，接下来在后半帧中，使数据信号的极性反转为负 极性，对偶数行进行扫描。此外，这里为了方便起见，采用假设由20行扫 描信号线组成的实施例。该驱动例中，首先，在数据信号极性反转周期一半的期间、即数据信 号极性POL的一个极性持续的期间中，除了在极性反转之后紧接着插入虚 拟插入期间之外，还在其它定时插入虚拟插入期间。然后，在该虚拟插入 期间插入的定时，不施加栅极导通脉冲Pw。另外，使得CS信号的极性反转周期为增加了所有虚拟插入期间后的数 据信号极性POL的极性反转周期一半的长度，并且使CS信号的极性持续期 间固定，而与极性无关。若采用上述驱动，则与图22所示的驱动例相同，在CS信号的波形中， 一个极性的极性持续期间和另一个极性的极性持续期间相等，因此，可以 使子像素的有效电位大致均等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。上述驱动例中，在插入了虚拟插入期间之后紧接着施加栅极导通脉冲Pw的栅极线GLj所对应的两根CS线52和52中，对按照子扫描顺序位于前侧 的CS线52施加的CS信号的相位，比按照子扫描顺序位于该CS线52前侧的 CS线52施加的CS信号的相位要迟2H(所插入的虚拟插入期间的长度)+1H， 另-一方面，对于其它CS线52，对第n+2行施加的CS信号的相位，处于比对 第n行施加的CS信号的相位要迟lH的状态。若采用上述驱动，则对于所有CS线52.......可以在CS信号的极性反转之后经过相同时间后、即在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入 数据。从而，可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。另外，上述驱动例中，在上述第一虚拟插入期间和之后插入的第二虚 拟插入期间之间实际写入的水平期间数(5H)，与在上述第二虚拟插入期间 和之后的第一虚拟插入期间之间实际写入的水平期间数(5H)相同。由此，将CS线52......分成上10行和下10行这两个块，使上10行中每两行为一组的CS信号与下10行中各组的顺序相反，使下第11行的CS信号与上 第1行的CS信号相同，从而用10种(相位)的CS信号就可以实现上述驱动。关 于这一点，与图22中用12种(相位)的CS信号的结构相比，可以减少CS信号 的种类及CS干线52M的数量。接下来，对用于抑制图22所示的驱动例中数据信号极性反转时的像素 充电不足的驱动例迸行说明。图24示出在数据信号电压以Vsc为基准进行极 性反转的隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的两个水 平期间(2H)作为虚拟插入期间，并且使CS信号的极性持续期间分别增加1H 时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及 CS信号的时序图。与图22所示驱动例的不同点在于，使数据信号极性反转后最开始施加 的栅极导通脉冲Pw的脉宽，比除此以外的栅极导通脉冲Pw的脉宽要长。如 上文所述，在紧接数据信号极性反转之后，数据信号的波形发生钝化。为 了减轻因该数据信号的波形钝化而引起的像素充电不足，插入了虚拟插入 期间，但通过增大栅极导通脉冲Pw的脉宽，可以进一步减轻该像素充电不 足的问题。即，若增大栅极导通脉冲Pw的脉宽，则对像素的充电期间变长，(分块隔行扫描方式的驱动例)实施方式1中，说明了分块隔行扫描方式，作为抑制以通常的隔行扫描 方式进行驱动时的梳毛问题的方法。下面，说明在本实施方式中应用分块 隔行扫描方式时的驱动例。图25是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将极性反转之后紧接的一个水平期间(IH)作为虚拟插入期间(O标记的 部分)时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、 以及CS信号的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅 极导通脉冲的栅极线(写入行)GLl GLm的各行及CS线52......的各行。在该驱动例中，在第1行 第20行栅极线的第一块中，按照奇数行、偶 数行的顺序进行写入，在第21行 第40行的第二块中，按照偶数行、奇数 行的顺序进行写入。从而，到第40行栅极线为止，在第一块中从奇数行切 换到偶数行时、以及在第二块中从偶数行切换到奇数行时发生极性反转。 详细地说，第1 40行栅极线的偶数行这20H的部分，将数据信号的极性维 持在同一极性(这里是负极性)进行扫描。之后，从第21行开始的奇数行这20 行的部分也维持数据信号的极性为同一极性(这里是正极性)进行扫描。因 而，除了最开始的扫描，对于每隔20行的扫描，使数据信号的极性反转， 由此进行扫描。在该例中，实际的数据信号波形在紧接极性反转之后，经过一个水平 期间左右的时间达到预定电压。因此，有时会产生因该极性反转时数据信 号波形的钝化而引起的显示不均匀。因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号 从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平 期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这 样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极 线SLI SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止因极性 反转时数据信号波形的钝化而引起的约每隔20行的显示不均匀。而且，与所述逐行扫描方式相比，在显示方面，对像素施加的电压每隔一行极性反转，因此，可以减轻闪烁现象，还可以减轻因上下像素的耦 合电容而引起的显示不均匀。在此基础上，通过采用分块隔行扫描方式， 可以抑制所述梳毛现象的发生。另外，对于相邻两根栅极线，从对先施加栅极导通脉冲的奇数行栅极 线施加栅极导通脉冲的时刻开始、直到对后施加栅极导通脉冲的偶数行栅 极线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间，则至 少在相邻行写入时间差期间中，CS信号的极性反转进行偶数次(2k(k为l以 上的整数))。换言之，若设CS信号的极性反转周期为第一极性持续期间与 第二极性持续期间之和，如果设定使得(CS信号的极性反转周期)气相邻行写入时间差期间)/k(k为l以上的整数)，则在列方向上相邻的子像素之间，明 暗状态全部反转。另外，对于各cs信号，至少在相邻行写入时间差期间中，使极性反转定时在连续的帧间相等。即，可以使子像素的明暗状态固定， 从而防止显示质量的紊乱。于是，可以使奇数行和偶数行之间各子像素的 明暗顺序为每隔一行反转的状态，因此，也可以抑制所述锯齿感发生的问题。另外，在该图所示的例子中，k=l， CS信号的极性反转周期等于相邻 行写入时间差期间，成为(11H)。这种情况下，若单纯地设极性反转周期的 一半期间为极性持续期间，则各极性持续期间为5.5H(关于这种情况，将参 照图28在后文中说明)，但将其分成5H和6H的长度。这是由于，以1H为单 位，可以简化波形的生成。当该k4时，CS信号的极性反转周期最长，因此， 通过在CS信号的极性反转后且在下一次将要反转之前施加栅极导通脉冲 Pw，可以在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。另外，在数据信号波形持续同一极性的期间中，对第n+2行CS线52施 加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟lH或2H的状态，因此，对于所有CS线52.......可以在CS信号的极性反转后经过4H以上的时间后、即CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素写入数据。从而， 可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。此外，通过将CS线52......每10行分为一块，使按照子扫描顺序位于前一个10行的块中每两行为一组的CS信号与下一个块的10行中各组的顺序相59反，从而用io种(相位)的cs信号实现上述驱动。
此外，对应于图示的分块隔行扫描，显示控制电路200所具备的数据信
号重组电路按照预定的顺序对数据信号进行重排，进行定时处理等必要的
处理，将其作为数字图像信号DA输入到源极驱动器300。数据信号重组电 路将从外部信号源按照时间序列输入到显示控制电路200的作为数字RGB 信号的数字视频信号Dv暂时存储到存储器后，读出与所驱动的扫描信号线 对应的信号，由此进行顺序的重排。这在以下所示的其它驱动例中也是一 样的。
另一方面，在上述驱动例中，CS信号波形中， 一个极性的极性持续期 间和另一个极性的极性持续期间的比率不相同。例如，对于作为CS—A的CS 线52，在数据信号波形极性为(一)的期间内，高电平的期间为5H+5H-10H， 而低电平的期间为5H+6H-11H。这种分布不平衡对于各CS线52都是不同 的，因而，子像素的有效电位会随着极性持续期间的不同而不同，从而导 致有时会产生条纹状的显示不均匀的问题。
图26是在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱动 中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为第一虚拟插入 期间，将在数据信号极性反转时刻的五个水平期间(5H)之前的一个水平期 间(1H)作为第二虚拟插入期间，并且对插入了第一及第二虚拟插入期间的 期间中的CS信号也分别插入1H大小的CS信号虚拟期间时的数据信号波形、 数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
下面，说明与图25所示驱动例的不同点。该驱动例中，首先，在数据 信号极性反转周期一半的期间、即数据信号波形中一个极性持续的期间中， 除了在极性反转之后紧接着插入虚拟插入期间之外，还在其它定时插入虚 拟插入期间。然后，在该虚拟插入期间插入的定时，不施加栅极导通脉冲 Pw。
另外，将在虚拟插入期间插入的定时所存在的CS信号极性持续期间， 与插入虚拟插入期间的期间相加，即加上1H。即，在虚拟插入期间插入的 定时所存在的CS信号的极性持续期间为6H，除此以外的CS信号的极性持续 期间为5H。若采用上述驱动，贝ijcs信号波形中， 一个极性的极性持续期间和另一 个极性的极性持续期间的比率相等。例如，对于作为CS—A的CS线52，在数 据信号波形极性为(一)的期间内，高电平的期间为5H+6H41H，低电平的 期间为5H+6H-11H。从而，可以使子像素的有效电位大致均等，可以抑制 条纹状显示不均匀的发生。
另外，上述驱动例中，在插入了虚拟插入期间之后紧接着施加栅极导 通脉冲Pw的栅极线GLj所对应的两根CS线52和52中，对按照子扫描顺序位 于前侧的CS线52施加的CS信号的相位，比按照子扫描顺序位于该CS线52 前侧的CS线52施加的CS信号的相位要迟1H(所插入的虚拟插入期间的长 度)+lH，另一方面，对于其它CS线52，对第n+2行施加的CS信号的相位， 处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟lH的状态。
若采用上述驱动，则对于所有CS线52......，可以在CS信号的极性反转
之后经过4H以上的时间后、即在CS信号的波形充分稳定的时刻对各子像素 写入数据。从而，可以抑制CS信号波形的钝化引起的显示上的不均匀。
另外，上述驱动例中，在上述第一虚拟插入期间和之后插入的第二虚 拟插入期间之间实际写入的水平期间数(5H)，与在上述第二虚拟插入期间 和之后的第一虚拟插入期间之间实际写入的水平期间数(5H)相同。
由此，通过将CS线52......每10行分为一块，使按照子扫描顺序位于前
一个10行的块中每两行为一组的CS信号与下一个块的10行中各组的顺序相 反，从而可以用10种(相位)的CS信号实现上述驱动。
此外，上述例子中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为1H， 但也可以将其设定在2H以上。图30示出第一虚拟插入期间及第二虚拟插入 期间分别为2H时的驱动例。这种情况下，将在虚拟插入期间插入的定时所 存在的CS信号的极性持续期间，与插入虚拟插入期间的期间相加，即加上 2H。g卩，在虚拟插入期间插入的定时所存在的CS信号的极性持续期间为7H， 除此以外的C S信号的极性持续期间为5 H 。
在该图所示的例子中，实际数据信号波形在紧接极性反转之后，经过 两个水平期间左右的时间达到预定电压。这样，数据信号的电压波形钝化 程度随着液晶显示装置规格的不同而不同。这是由于，例如因液晶显示装置的画面尺寸以及像素数的不同，使得对源极线SLl SLn的负载程度不同。
因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号 从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平 期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
图27示出在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱 动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期 间，并且如以下所示地设定CS信号的极性持续期间时的数据信号波形、数 据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
该驱动例中，对于各块中彼此相邻的两根栅极线，从对先施加栅极导 通脉冲Pw的奇数行或偶数行施加栅极导通脉冲Pw的时刻开始，直到对后施 加栅极导通脉冲Pw的偶数行或奇数行施加栅极导通脉冲Pw的时刻为止，仅 在该期间(相邻行写入时间差期间)中，在CS信号的某一个极性持续期间内 插入数据信号的虚拟插入期间(1H)大小的CS信号虚拟期间。这种情况下， 对于各CS信号，至少在相邻行写入时间差期间中，使极性反转定时在连续 的帧间相等。
这种情况下，在相邻行写入时间差期间以外的期间内，CS信号也可以 是成为固定的极性持续期间的周期信号，也可以是电位与公共电极相同的 固定值信号。但需要对栅极导通脉冲Pw及CS信号的施加进行控制，以使栅 极导通脉冲Pw在对数据信号插入了虚拟插入期间的期间以外的期间内施 加，并且在CS信号的极性持续期间的后半部分施加。另外，由于所有CS信 号互相独立，因此，需要设置与CS线52......的数量相同的CS信号种类及CS
干线52M......。此外，也可以不使用CS干线52M.......而是独立地向各CS
线52提供信号。
若采用上述驱动例，则CS信号中插入了虚拟插入期间的极性持续期间 的数量在每一帧中为一个，因此， 一个极性的极性持续期间和另一个极性 的极性持续期间的比率之差很小。从而，可以使子像素的有效电位大致均 等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。
此外，上述驱动例中，是在相邻行写入时间差期间中，在CS信号的某一个极性持续期间内插入了虚拟插入期间(1H)大小的CS信号虚拟期间，但 也可以均匀地分配虚拟插入期间，将其插入到上述期间中包含的CS信号的
所有极性持续期间(各插入0.5H)。
图28示出在一个块所包含的扫描线数a为20的分块隔行扫描方式的驱 动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期 间，并且如上所述，使相邻行写入时间差期间(11H)中包含的CS信号的两个 极性持续期间分别为5.5H时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、 栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
在该驱动例的情况下，CS信号的极性持续期间全部统一为5.5H，因此， 可以使子像素的有效电位大致均等，可以抑制条纹状显示不均匀的发生。
另外，对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的 CS信号的相位要迟1H的状态，极性持续期间全部为5.5H。由此，CS信号以 22根线为周期呈现同一波形，因此，可以用22根CS干线52M......向各CS线
52提供CS信号。
此外，上述例子中，虚拟插入期间为1H，但也可以将其设定在2H以上。 图31示出虚拟插入期间为2H时的驱动例。这种情况下，相邻行写入时间差 期间(12H)中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为6H。与图28的实施 方式相比，CS信号的极性持续期间以1H为单位，因此，可以将CS干线数52M 减半，还可以简化CS信号波形的生成电路。
在该图所示的例子中，数据信号波形在紧接极性反转之后，经过两个 水平期间左右的时间达到预定电压。这样，数据信号的电压波形钝化程度 随着液晶显示装置规格的不同而不同。这是由于，例如因液晶显示装置的 画面尺寸以及像素数的不同，使得对源极线SLl SLn的负载程度不同。
因而，如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含数据信号 从极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平 期间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
另夕卜，对第n+2行CS线52施加的CS信号的相位，处于比对第n行施加的 CS信号的相位要迟1H的状态，极性持续期间全部为6H。这种情况下，CS 信号以24根线为周期呈现同一波形，但通过利用彼此相位反转的CS信号，
63用12种(相位)的CS信号就实现了上述驱动。即，可以用12根CS干线52M......
向各CS线52提供CS信号。此外，也可以不使用CS干线52M......，而是独立
地向各CS线52提供信号。
这里，该驱动例中CS信号的极性持续期间为c^6H)， CS信号虚拟期间 为b(4H)，则算出数据信号的基本极性反转周期n2为n2-(c—b)x4k(k为自 然数)=(6 — 1)x4 x 1 =20(H)。还算出虚拟插入期间m为m=2bxk=2 x 1 x 1 =2(H)。 还算出CS信号的相数为2xc-2x6-12(相)。反之，CS信号的极性持续期间c 可用c-n2/4k+b的式子算出。相邻行写入时间差期间中CS信号的极性反转次 数可用2k的式子算出。
图32示出在图28所示的驱动例中虚拟插入期间为4H时的驱动例。这时， CS信号的极性持续期间为c(-6H)， CS信号虚拟期间为b(4H),则算出数据 信号的基本极性反转周期n2为n2-(c — b)x4k(k为自然数)=(6 — 1)x4x2=40(H)。还算出虚拟插入期间m为m=2bxk=2xlx2=4(H)。还算出 CS信号的相数为2xc-2x6二12(相)。反之，CS信号的极性持续期间c可用 c-n2/4k+b的式子算出。相邻行写入时间差期间中CS信号的极性反转次数可 用2k的式子算出。
接下来，对用于抑制图28所示的驱动例中数据信号极性反转时的像素 充电不足的驱动例进行说明。图29示出在一个块所包含的扫描线数a为20的 分块隔行扫描方式的驱动中，将数据信号极性反转之后紧接的一个水平期 间(1H)作为虚拟插入期间，并且如上所述，使相邻行写入时间差期间(11H) 中包含的CS信号的两个极性持续期间分别为5.5H时的数据信号波形、数据 信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲Pw、以及CS信号的时序图。
与图28所示驱动例的不同点在于，在数据信号极性反转后最开始施加 的栅极导通脉冲Pw的脉宽，比除此以外的栅极导通脉冲Pw的脉宽要长。如 上文所述，紧接数据信号极性反转之后，数据信号的波形就发生钝化。为 了减轻因该数据信号的波形钝化而引起的像素充电不足，插入了虚拟插入 期间，但通过增大栅极导通脉冲Pw的脉宽，可以进一步降低该像素充电不 足的问题。B卩，若增大栅极导通脉冲Pw的脉宽，则对像素的充电期间变长， 因此，可以提高像素的充电率。
64(水平扫描期间的设定方法)
接下来，说明水平扫描期间的设定方法。在这里的说明中，将前文所 述的水平期间称为水平扫描期间。该水平扫描期间相当于水平显示期间与 水平回扫期间之和。
首先，说明以下结构目卩，进行逐行扫描，使提供给一根源极线的信 号电位的极性每隔多个数据(多个像素)反转，并且在紧接极性反转之后插入 一个以上虚拟扫描期间(相当于所述虚拟插入期间)。利用该结构，可以实现 在列方向上每隔相邻的多个像素，信号电位的极性就反转(行列方向上每隔 相邻的一个像素，信号电位的极性就反转)的块反转驱动(nh/lv反转驱动)。
图53示出按照输入顺序将每10个视频数据作为一组并且在各组的最前
端插入一个虚拟数据，以组为单位使信号电位的极性反转时(反转周期为l
个虚拟扫描期间+ 10个水平扫描期间)输出的数据串和各数据所对应的信号 电位的波形、以及锁存选通信号LS和栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw 的时序图。该图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲 的栅极线(写入行)GLl GLm的各行。与图2的不同点在于，LS信号脉冲在 虚拟扫描期间中也上升。图53的优点在于，可以自由地设定虚拟扫描期间 的数据。本例中，为了简单起见，输入与紧接其后的水平扫描期间相同的 数据。
这种情况下，与第N行栅极线对应的视频数据为N，则输入的视频数据 按照以下顺序排列即，1、 2、 3、 4、 5、 6、 7、 8、 9、 10; 11、 12、 13、
14、 15、 16、 17、 18、 19、 20; 21、 22、......。这里，显示控制电路200内
的例如虚拟数据插入电路将这些视频数据按照l、 2、 3.......8、 9、 10; 11、
12、 13.......18、 19、 20; 21、 22.......那样进行分组，并在各组的最前
端插入虚拟数据。结果如该图所示，与第N行栅极线对应的视频数据为〈N、 虚拟数据为<0>，则输出的数据(视频数据和虚拟数据)按照〈D、 <1>、 <2>、 <3>、 <4>、 <5>、 <6>、 <7>、 <8>、 <9>、 <10>; <D>、 <11>、 <12>、 <13>、
<14>、 <15>、 <16〉、 <17>、 <18>、 <19>、 <20>; <D>、 <21>、 <22>、......
的顺序排列，与<0>、 <1>、 <2>......<10>的各数据(视频数据和虚拟数据)
对应的正极性信号电位按照该顺序输出到一根源极线，然后，与<0>、<11>、<12>......<20>的各数据对应的负极性信号电位按照该顺序输出到该源极
线，接着，与<0>、 <21>、 <22〉......的各数据对应的正极性信号电位按照
该顺序输出到该源极线。
此外，对于虚拟数据<0>，可以自由地设定为所希望的数据。例如， 可以与紧接插入位置之后的视频数据相等，也可以考虑提高源极线的充电
效果而另外设定数据，该数据对应于比紧接插入之后的视频数据更高的电压。
虽然信号电位在紧接极性反转之后其波形就发生钝化，但本结构中， 由于设置虚拟扫描期间并提供预定的信号电位(与虚拟数据对应的信号电 位)，因此，可以在该期间内对源极线进行充电。从而，在虚拟扫描期间接 下来的水平扫描期间内，可以将所希望的信号电位(与视,频数据对应的电位) 写入像素。结果，可以防止因紧接极性反转之后的信号电位波形钝化而引 起的每隔10行的显示不均匀。
这里，本液晶显示装置中，如上所述，为了在包含10个视频数据的各
组中分别逐一插入虚拟数据，即使对各虚拟数据分配虚拟扫描期间， 一帧 的垂直显示期间也不发生变化(即，对输入的数据串设定的垂直回扫期间
VblankX等于实际输出的垂直回扫期间VblankY)，使实际输出的一个水平扫 描期间HtotalY短于对输入的数据串设定的一个水平扫描期间HtotalX。下 面，对此进行说明。
图33示出下述情况下数据串的输入和该数据所对应的信号电位的输出 的关系即，本液晶显示装置中，将10个视频数据(与一根源极线对应的视 频数据)作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，在扫描信号线 进行逐行扫描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该 数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个 水平期间，对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为 单位使信号电位的极性反转(反转周期为1个虚拟扫描期间+ 10个水平扫描 期间)。此外，输入的数据串的设定为全高清电视的标准规格，即，点时钟 =148.5MHz， 一帧期间VtotalX二垂直显示期间VdispX( 1080线)+垂直回扫期 间VblankX(45线)，水平扫描期间HtotalX(数据的输入间隔^2200点，水平扫描期间HtotalX=水平显示期间HdispX(1920点)+水平回扫期间 HblankX(280点)。
如该图所示，本液晶显示装置中，相对于对输入的数据串设定的一个 水平扫描期间HtotalX(2200点)，实际输出的 一 个水平扫描期间HtotalY为 2000点，虚拟扫描期间DtotalY也是2000点。这样，将10根线(各线对应的10 个数据)作为一组，对各组的数据串设定的总水平扫描期间为2200点 ><10=22000点，各组实际输出的总水平扫描期间加上虚拟扫描期间的期间为 2000点x 10+2000点x 1=22000点，两者一致。
更具体而言，如图34所示，对输入的数据串设定的水平扫描期间 HtotalX(2200点)=对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX( 1920点)+对 输入的数据串设定的水平回扫期间HblankX(280点)，对此，实际输出的水 平扫描期间HtotalY如上所述，比HtotalX少，为2000点，其中，实际输出的 水平显示期间HdispY为1920点，实际输出的水平回扫期间HblankY为80点。 另外，虚拟扫描期间DtotalY如上所述，比HtotalX少，为2000点，其中，虚 拟显示期间DdispY为1920点，虚拟回扫期间DblankY为80点。
这里，在包括水平回扫期间(HblankY)的水平扫描期间(HtotalY)中，一 直向源极线输出信号电位，在像素的晶体管对应于各水平扫描期间变为导 通(向对应的栅极线发送栅极导通脉冲)的期间内，对像素进行写入。另外， 在包括虚拟回扫期间(DblankY)的虚拟扫描期间(DtotalY)中，也 一 直向源极 线输出信号电位。此外，图53中，在该虚拟扫描期间内未对像素进行写入， 但也可以采用在该虚拟扫描期间内对像素进行写入的结构。
还有，图53中，因锁存选通信号的下降使得某一个数据(视频数据和虚 拟数据)对应的信号电位被锁存，因下一个锁存选通信号的下降使得下一个 数据(视频数据和虚拟数据)对应的信号电位被锁存。这在虚拟扫描期间中也 是相同的。另外，还将栅极导通脉冲Pw的宽度设定为例如小于一个水平扫 描期间HtotalY。
根据上述结构，可以使得对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX 等于实际输出的水平显示期间HdispY。从而，可以保持点时钟不变，不增 大液晶显示装置的垂直显示期间且不减小垂直回扫期间(维持VdispX-VdispY、 VblankX=VblankY)，每隔IO个水平扫描期间插入一个虚 拟扫描期间。
另外，在上述结构中，由于虚拟扫描期间DtotalY等于水平扫描期间 HtotalY(2000点)，所以，具有简化信号处理或用于信号处理的结构的优点。
此外， 一组的总水平期间数(视频数据数)及总虚拟扫描期间数(虚拟数 据数)、 一个水平扫描期间HtotalY、和虚拟扫描期间DtotalY的组合由显示 控制电路200(液晶面板驱动装置)设定，显示控制电路200基于该组合，生成 上述各种信号(POL、 LS、 SSP、 SCK、 GCK、 GSP、 GOE)等。另外，对输 入的视频数据插入虚拟数据也由显示控制电路200进行。
此外，上述结构中，是对依次输入的视频数据插入虚拟数据，但并不 限于上述情况。也可以不插入虚拟数据(保持数据串输入不变)，采用例如拔 除一个锁存脉冲来生成一个虚拟扫描期间的结构。但该结构中，在虚拟扫 描期间及其接下来的一个水平扫描期间内输出同一数据。
图35示出下述情况下输入的数据串和该数据所对应的信号电位的输出 的关系即，本液晶显示装置中，将20个视频数据(与一根源极线对应的视 频数据)作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，在扫描信号线 进行逐行扫描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该 数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个 水平期间，对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为 单位使信号电位的极性反转(反转周期为l个虚拟扫描期间+20个水平扫描
期间)。
如该图所示，本液晶显示装置中，在包含20个视频数据的各组中分别 逐一插入虚拟数据，即使对各虚拟数据分配虚拟扫描期间，对输入的数据 串设定的垂直显示期间VdispX(1080线)也等于实际输出的垂直显示期间 VdispY，因此，对输入的数据串设定的垂直回扫期间VblankX(45线)等于实 际输出的垂直回扫期间VblankY。为了实现上述情况，相对于对输入的数据 串设定的一个水平扫描期间HtotalX(2200点)，使实际输出的一个水平扫描 期间HtotalY为2096点，使虚拟扫描期间DtotalY为2080点。这样，对于输入 的20个视频数据的量(20根栅极线的量)，对各组设定的总水平扫描期间为2200点x2(^44000点，各组实际输出的总水平扫描期间加上虚拟扫描期间的 期间为2096点x20+2080点x 1 =44000点，两者一致。
更具体而言，如图36所示，对输入的数据串设定的水平扫描期间 HtotalX(2200点)=对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX( 1920点)+对 输入的数据串设定的水平回扫期间HblankX(280点)，对此，实际输出的水 平扫描期间HtotalY如上所述，比HtotalX少，为2096点，其中，实际输出的 水平显示期间HdispY为1920点，实际输出的水平回扫期间HblankY为176点。 另外，虚拟扫描期间DtotalY如上所述，比HtotalX少，为2080点，其中，虚 拟显示期间DdispY为1920点，虚拟回扫期间DblankY为160点。
此外，在包括水平回扫期间(HblankY)的水平扫描期间(HtotalY)中，一 直向源极线输出信号电位，在像素的晶体管对应于各水平扫描期间变为导 通(向对应的栅极线发送栅极导通脉冲)的期间内，对像素进行写入。另外， 在包括虚拟回扫期间(DblankY)的虚拟扫描期间(DtotalY)中，也一直向源极 线输出信号电位。此外，图13中，是在该虚拟扫描期间内未对像素进行写 入，但也可以采用在该虚拟扫描期间内对像素进行写入的结构。
这样，可以使得对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX等于实际 输出的水平显示期间HdispY。从而，可以保持点时钟不变，不增大液晶显 示装置的垂直显示期间且不减小垂直回扫期间(维持VdispX^VdispY、 VblankX=VblankY)，每隔20个水平扫描期间设置虚拟扫描期间。
另外，由于虚拟扫描期间DtotalY为2080点，水平扫描期间HtotalY为 2096点，水平扫描期间变长，因此，有利于像素的充电。
此外，在包含20个视频数据的各组中分别逐一插入虚拟数据、对各虚 拟数据分配虚拟扫描期间时，也可以如图37所示，相对于对输入的数据串 设定的一个水平扫描期间HtotalX(2200点)，实际输出的一个水平扫描期间 HtotalY为2094点，虚拟扫描期间DtotalY为2120点。这样，对于输入的20个 视频数据的量(20根栅极线的量)，对各组设定的总水平扫描期间为2200点 x 20=44000点，各组实际输出的总水平扫描期间加上虚拟扫描期间的期间为 2094点x20+2120点x^44000点，两者一致。更具体而言，如图37所示，对 输入的数据串设定的水平扫描期间HtotalX(2200点)=对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX(1920点)+对输入的数据串设定的水平回扫期间 HblankX(280点)，对此，实际输出的水平扫描期间HtotalY如上所述，比 HtotalX少，为2094点，其中，实际输出的水平显示期间HdispY为1920点， 实际输出的水平回扫期间HblankY为174点。另外，虚拟扫描期间DtotalY如 上所述，比HtotalX少，为2120点，其中，虚拟显示期间DdispY为1920点， 虚拟回扫期间DblankY为200点。
这种情况也使得对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX等于实际 输出的水平显示期间HdispY。从而，可以保持点时钟不变，不增大液晶显 示装置的垂直显示期间且不减小垂直回扫期间(维持VdispX-VdispY、 VblankX=VblankY)，每隔20个水平扫描期间设置虚拟扫描期间。
另外，在上述结构中，由于虚拟扫描期间DtotalY为2120点，水平扫描 期间HtotalY为2094点，虚拟扫描期间变长，因此，在极性反转后信号电压 波形钝化较大的情况下，有利于源极线的充电。
此外，当输入侧的设定为HtotalX-2200(HdispX1920+HblankX280)时， 为了在包含20个视频数据的各组中分别逐一插入虚拟数据，对各虚拟数据 分酉己虚拟扫描期间，只要将HtotalY(=HdispY+HblankY)和 DtotalY(-DdispY+DblankY)设定为图3 8所示的任一种组合即可。
但是，由于虚拟扫描期间与水平扫描期间之差较小为佳，可以简化与 其它信号之间的定时调整(例如应用到后文所述的像素分割方式时，容易设 定保持电容布线的电位波形)，因此，以加网格部分的组合为佳，即，HtotalY 为 2094(HdispY1920+HblankY174) 且 DtotalY 为
2120(DdispY1920+DblankY200)的组合(上述)、或HtotalY为 2095(HdispY1920+HblankY175)且DtotalY为2100(DdispY1920+DblankY180) 的组合、或HtotalY为2096(HdispY1920+HblankY176)且DtotalY为 2080(DdispY 1920+DblankY 160)的组合(上述)为佳。
接着，说明以下结构即，按照输入顺序，将多个视频数据(与一根源 极线对应的视频数据)作为一组，并且至少在各组的最前端插入一个以上虚 拟数据，在扫描信号线进行隔行扫描(逐一跳过一根栅极线的隔行扫描)的同 时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，对各虚 拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为单位使信号电位 的极性反转。利用该结构，可以实现在列方向上每隔相邻的一个像素、信 号电位的极性就反转(行列方向上每隔相邻的一个像素、信号电位的极性就 反转)的点反转驱动(lh/lv反转驱动)。此外，该结构中，在显示控制电路200 内设有数据重排电路，在该电路中，进行输入数据的重排和虚拟数据的插 入(将在后文中阐述)。
图54表示下述情况下输出的数据串及各数据(视频数据和虚拟数据)对 应的信号电位的波形、锁存选通信号LS及栅极导通脉冲(像素数据写入脉 冲)PW的时序图即，将10个视频数据(与一根源极线对应的视频数据)作为
一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，在扫描信号线进行隔行扫 描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的 信号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间， 对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为单位使信号
电位的极性反转(反转周期为1个虚拟扫描期间+ 10个水平扫描期间)。该图
中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入
行)GLl GLm的各行。与图13的不同点在于，LS信号脉冲在虚拟扫描期间 中也上升。图54的优点在于，可以自由地设定虚拟扫描期间的数据。本例 中，为了简单起见，输入与紧接其后的水平扫描期间相同的数据。
这种情况下，与第N行栅极线对应的视频数据为N，则输入的视频数据 (未图示)按照以下顺序排列艮口， 1、 2、 3、 4、 5、 6、 7、 8、 9、 10、 11、
12、 13、 14、 15、 16、 17、 18、 19、 20、 21、 22、 23、 24......。这里，重
排电路将这些视频数据按照2、 4、 6、 8、 10、 12、 14、 16、 18、 20; 1、 3、 5、 7、 9、 11、 13、 15、 17、 19; 22、 24......那样进行分组，并在各组的最
前端插入虚拟数据。由此，与第N行栅极线对应的视频数据为〈N、虚拟数 据为〈D〉，则输出的数据(视频数据和虚拟数据)按照<0>、 <2>、 <4>、 <6>、 <8>、 <10>、 <12>、 <14>、 <16>、 <18〉、 <20>; <D〉、 <1>、 <3>、 <5〉、
<7>、 <9>、 <11〉、 <13〉、 <15>、 <17>、 <19>; <D>、 <22>、 <24>、......
的顺序排列，与〈D〉、 <2>、 <4>......<20>的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到一根源极线，然后，与<0>、 <1>、 <3>......<19>的各数
据对应的负极性信号电位按照该顺序输出到该源极线，接着，与<0>、<22〉、 <24>......的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到该源极线。
此外，对于虚拟数据<0>，可以自由地设定为所希望的数据。例如， 可以与紧接插入位置之后的视频数据相等，也可以考虑提高源极线的充电 效果而另外设定数据，该数据对应于比紧接插入之后的视频数据更高的电 压。
虽然信号电位在紧接极性反转之后其波形就发生钝化，但本结构中， 设置虚拟扫描期间并提供预定的信号电位(与虚拟数据对应的信号电位)，因 此，可以在该期间内对源极线进行充电。从而，在虚拟扫描期间接下来的 水平扫描期间内，可以将所希望的信号电位(与视频数据对应的电位)写入像 素。而且，通过使对相邻两根源极线施加的信号电压的极性相互反转，可 以在显示方面，使各像素的极性发生点反转。因此，对于消除闪烁现象等 是有利的。
本液晶显示装置中，为了在包含10个视频数据的各组中分别逐一插入 虚拟数据，即使对各虚拟数据分配虚拟扫描期间， 一帧的垂直显示期间也 不发生变化(即，对输入的数据串设定的垂直回扫期间VblankX等于实际输 出的垂直回扫期间VblankY)，使实际输出的 一 个水平扫描期间Htotal Y短于 对输入的数据串设定的一个水平扫描期间HtotalX。
具体而言，如图39所示，对输入的数据串设定的水平扫描期间 HtotalX(2200点)=对输入的数据串设定的水平显示期间HdispX( 1920点)+对 输入的数据串设定的水平回扫期间HblankX(280点)，对此，实际输出的水 平扫描期间HtotalY如上所述，比HtotalX少，为2000点，其中，实际输出的 水平显示期间HdispY为1920点，实际输出的水平回扫期间HblankY为80点。 另外，虚拟扫描期间DtotalY如上所述，比HtotalX少，为2000点，其中，虚 拟显示期间DdispY为1920点，虚拟回扫期间DblankY为80点。
图40示出下述情况下数据串的输入和该数据所对应的信号电位的输出 的关系即，将20个视频数据(与一根源极线对应的视频数据)作为一组，并 且在各组的最前端及中间分别插入虚拟数据，在扫描信号线进行隔行扫描
72的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据)的排列顺序，输出该数据对应的信 号电位，并且对各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间，对 虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚拟扫描期间，以组为单位使信号电 位的极性反转(反转周期为2个虚拟扫描期间+20个水平扫描期间)。除了在紧 接极性反转之后设置虚拟扫描期间以外，还另外设置虚拟扫描期间，其目 的在于对各种信号处理进行定时调整等。
这种情况也如图40所示，若实际输出的水平扫描期间HtotalY比HtotalX 少，为2000点，虚拟扫描期间DtotalY也比HtotalX少，为2000点，则可以不 改变一帧的垂直显示期间而设置虚拟扫描期间。
图55表示下述情况下输出的数据串及各数据(视频数据和虚拟数据)对 应的信号电位的波形、锁存选通信号LS、栅极导通脉冲(像素数据写入脉 冲)Pw、以及CS信号的时序图即，第1组是将10个视频数据(与一根源极线 对应的视频数据)作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数据，从第 2组开始，将20个视频数据作为一组，并且在各组的最前端插入一个虚拟数 据，在扫描信号线进行隔行扫描的同时，按照数据(视频数据和虚拟数据) 的排列顺序，输出该数据对应的信号电位，并且对各视频数据对应的信号 电位的输出分配一个水平期间，对虚拟数据对应的信号电位的输出分配虚 拟扫描期间。该图中的cs—a和cs—b、 cs—b禾口csj:、 cs—c和cs—d......与
上述保持电容布线CSi和CSj对应。与图28的不同点在于，LS信号脉冲在虚 拟扫描期间中也上升。图55的优点在于，可以自由地设定虚拟扫描期间的 数据。本例中，为了简单起见，输入与紧接其后的水平扫描期间相同的数 据。
这种情况下，与第N行栅极线对应的视频数据为N，则输入的视频数据 (未图示)按照以下顺序排列即，1、 2、 3、 4、 5、 6、 7、 8、 9、 10、 11、
12、 13、 14、 15、 16、 ......43、 44、 45、 46、 47、 48、 49，重排电路将这
些视频数据按照l、 3、 5、 7、 9、 II、 13、 15、 17、 19; 2、 4、 6、 8、 10、
12、 ......36、 38、 40; 21、 23、 25......45、 47、 49; 42、 44、 46、 48......
那样进行分组，并且在各组的最前端插入虚拟数据。由此，与第N行栅极线 对应的视频数据为〈N、虚拟数据为〈D、则输出的数据(视频数据和虚拟数据)按照〈D〉、 <1>、 <3>、 <5>、 <7>、 <9>、 <11>、 <13>、 <15>、 <17>、<19>; <D>、 <2>、 <4>、 <6>、 <8>、 <10>、 <12>......<36>、 <38>、 <40>;<D>、 <21>、 <23>、 <25〉、 <27>、 ......<45>、 <47〉、 <49>; <D>、 <42〉、<44>......的顺序排列，与〈D〉、 <1〉、 <3>、 <5>、 ......<17>、 <19〉的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到一根源极线，然后，与<0>、<2>、 <4>、 <6>.......<36>、 <38>、 <40>的各数据对应的负极性信号电位按照该顺序输出到该源极线，接着，与〈D〉、 <21>、 <23>、 <25>.......<47>、<49>的各数据对应的正极性信号电位按照该顺序输出到该源极线，然后， 与<0>、 <42>、 <44>......的各数据对应的负极性信号电位按照该顺序输出到该源极线。此外，对于虚拟数据〈D、可以自由地设定为所希望的数据。例如， 可以与紧接插入位置之后的视频数据相等，也可以考虑提高源极线的充电 效果而另外设定数据，该数据对应于比紧接插入之后的视频数据更高的电压。这种情况下，若对于第1组，实际输出的水平扫描期间HtotalY比HtotalX 少，为2000点，虚拟扫描期间DtotalY也比HtotalX少，为2000点，从第2组 开始，例如实际输出的水平扫描期间HtotalY也比HtotalX少，为2094点，虚 拟扫描期间DtotalY也比HtotalX少，为2120点，则可以不改变一帧的垂直显 示期间而设置虚拟扫描期间。下面，利用图56 图58，说明数据的重排方法。这里，示出垂直扫描 期间Vtotal为1125H、垂直显示期间Vdisp为1080H、垂直回扫期间为45H的 例子。图56是表示重排电路的简要框图。图57是用于说明数据重排方法的示 意图，图58是将图56的虚线包围的部分放大的图。如图56所示，重排电路 550具有重排控制电路552;奇数线用重排用存储器554A;以及偶数线用 重排用存储器554B。重排电路550设置于所述显示控制电路200内。向重排控制电路552输入要显示的视频数据、与视频数据同步的垂直同 步信号和水平同步信号、以及用于控制显示动作的控制信号。重排控制电 路552将输入的视频数据对每一根线分离成奇数线和偶数线，将各视频数据写入奇数线用的重排用存储器554A和偶数线用的重排用存储器554B，进行 了一定期间的该动作后，从奇数线用的重排用存储器554A连续读出视频数 据，然后，从偶数线用的重排用存储器554B读出视频数据。此时，重排控制电路552根据各组的线数，对视频数据数进行计数，从 奇数和偶数的各重排用存储器554A和554B读出视频数据，并且在预定位置 (例如各组的最前端)插入虚拟数据<0>。此外，输出视频数据的一个水平扫 描期间和输出虚拟数据的虚拟扫描期间分别设定得比对输入的视频数据设 定的一个水平扫描期间(各视频数据的输入间隔)要短。视频数据的写入、读 出顺序通过使用例如事先准备的参考表，按照预定的顺序进行。由此，可 以不使用存储一个画面大小的视频数据的帧存储器，从而縮小重排存储器 554A、 554B的规模，并且可以抑制视频数据的输入和输出在时间上的偏差。例如图58所示，向重排控制电路552输入视频数据串(a)时，对此将数据 分开并依次写入奇数线用的重排用存储器和偶数线用的重排用存储器。这 里，在将至少ll根线以上的视频数据存入重排用存储器后，继续保持将依 次输入的视频数据存入重排用存储器的操作，并开始从奇数线用的重排用 存储器读出视频数据。为了简单起见，使虚拟数据<0>与紧接插入位置之 后的视频数据一致。具体而言，首先，从奇数线用的重排用存储器读出第l个视频数据(与第1根栅极线对应的视频数据)作为虚拟数据<0>，然后，连续读出10根栅极线(与第l、 3、 5.......19根线对应)的视频数据，将此作为第l组。接着，读出第2个视频数据(与第2根栅极线对应的视频数据)作为虚拟数据<0>，然后，连续读出10根栅极线(与第2、 4、 6.......20根线对应)的视频数据，并且从偶数线用的重排用存储器连续读出10根线(与第22、 24、 26.......40根线对应)的视频数据，将此作为第2组。接着，再次从奇数线用的重排用存 储器读出第21个视频数据(与第21根栅极线对应的视频数据)作为虚拟数据<D>，然后，连续读出10根栅极线(与第21、 23、 25.......39根线对应)的视频数据，将此作为第3组。通过利用重排控制电路552进行控制，使得反复 进行上述一连串的动作，直到最后一行为止，依次进行从重排用存储器的 读出。此外，本例中，有效显示期间VdispY中包含最前端的虚拟数据〈D:K与 最前端的第l根线相等的数据)，但对于该最前端的虚拟数据<0>,也可以包 含在前一帧的垂直回扫期间VblankY的最后。接下来，说明在上述各实施方式中将M个视频数据作为一组时、在一 组中设置多少个虚拟扫描期间a以及如何计算实际输出的水平扫描期间 HtotalY及虚拟扫描期间DtotalY的组合。此外，该计算步骤也可以如上所述 由显示控制电路200(液晶面板驱动装置)进行。这种情况下，也可以通过计 算机执行预定的程序来实现。图41是表示上述组合计算法的一个示例流程图。如该图所示，首先， 获取极性反转周期M(—组的视频数据数)。然后，进入S1，假设虚拟扫描期 间数a( —组的虚拟数据数)为l。接着，取M与a之和为A(S2)。再接着，将 HtotalX与M之积除以A，得到B(S3)。此外，在获取极性反转周期M后，也 可以与S1并行，基于极性反转周期M下的充电特性，确定所需最低限度的 虚拟水平扫描期间数C。在此，判定B是否在HdispX以上(S4)，"是"的情况 下，进入S7，"否"的情况下(B小于HdispX)，结束处理。在S7中判定B是否 为整数，"是"的情况下，进入S8，"否"的情况下，进入S5，使a加上l并返 回S2。 S8中，判定a是否在由M中的充电特性得到的所需最低限度的虚拟扫 描期间数C以上，"是"的情况下，进入S9，"否"的情况下，进入S5。 S9中， 确定虚拟扫描期间数=3， HtotalY=DtotalY=B，结束处理。通过利用上述计算法，例如当M40时，虚拟扫描期间数=1， HtotalY=DtotalY=2000点，当M=30时，虚拟扫描期间数=3 ， HtotalY=DtotalY=2000点，当M=40时，虚拟扫描期间数=4 ， HtotalY-DtotalY二2000点，可以迅速计算出使HtotalY-DtotalY的组合。但是，由于上述计算法无法算出M-20的情况，因此，也可以采用以下 计算法。图42表示该计算法。如该图所示，首先，获取极性反转周期M(— 组的视频数据数)。然后，进入SIO，假设虚拟扫描期间数a(—组的虚拟数据 数)为l。接着，取M与a之和为A'(Sll)。再接着，将HtotalX与M之积除以A'， 得到B'(S12)。此外，在获取极性反转周期M后，也可以与S1并行，基于极 性反转周期M下的充电特性，确定所需最低限度的虚拟水平扫描期间数C。76在此，判定B，是否在HdispX以上(S14)，"是"的情况下，进入S15，"否"的情 况下(B，小于HdispX)，进入S21。 S15中对B，的小数点后面进行四舍五入， 得到整数D。接着，取D与A，之积为E(S16)，然后，从HtotalX与M之积减去 E，得到P，将P除以a，得到F(S17)。在此，判定F是否为整数(S18)，是整数 的情况下，进入S19，不是整数的情况下，进入S13，使a加上l并返回Sll。 S19中，判定a是否在由M中的充电特性得到的所需最低限度的虚拟扫描期 间数C以上，"是"的情况下，进入S20，"否"的情况下，返回S13。 S20中保 存虚拟扫描期间数^a， HtotalY=D、 DtotalY=D+F，然后返回S13。 S21中， 判定是否有已保存的组合，"是"的情况下，进入S22，"否"的情况下，进入 S23进行再计算(将在后文中阐述)。S22中，从已保存的组合中选择一个组合， 结束处理。S23的再计算中，利用C(由M中的充电特性得到的所需最低限度的虚拟 扫描期间数C)，求出满足HtotalX(2200)xN^Mxa+Cxp的a、 (3，且设虚拟扫 描期间数二C， HtotalY=a， DtotalY=p。图43表示基于图42的流程图的计算结果。如该图所示，当M:30时，求 出虚拟扫描期间数=1、 HtotalY=2129、 DtotalY-2130的组合；虚拟扫描期间 数=2、 HtotalY=2062 、 DtotalY=2070的组合；和虚拟扫描期间数=3、 HtotalY=2000、 DtotalYz2000的组合。当M-40时，求出虚拟扫描期间数=1、 HtotalY=2146、 DtotalY:2160的组合;虚拟扫描期间数=2、 HtotalY=2095、 DtotalY二2100的组合；虚拟扫描期间数=4、 HtotalY=2000、 DtotaP^2000的 组合；和虚拟扫描期间数=5、 HtotalY=1955、 DtotalY^960的组合，从中选 择一个组合。此外，由于图42的计算方法无法计算例如M-40且虚拟扫描期间数a-3 的情况，因此，在这种情况(预先确定虚拟扫描期间数的情况)下，也可以进 行上述再计算。图44是^1=40、虚拟扫描期间数=3的情况下的再计算的结果。 如该图所示，在这种情况下，得到七个组合，从中选择一个组合(例如，M:40、 虚拟扫描期间数=3、 HtotalY=2044、 DtotaP^2080的组合)。(对CS信号施加过冲处理的驱动例)上文中，说明了利用极性在奇数行和偶数行之间反转的分块隔行扫描方式、进行在相邻栅极线之间共用CS布线的多像素驱动(MPD: Multi Pixel Drive)的情况。这种情况下，如上所述，若为了防止数据信号极性反转时波 形钝化的影响而设置虚拟扫描期间，则随之为了正确地显示明暗，对于CS 信号的波形也需要延伸，延伸的部分与数据信号极性反转时的期间相同。这种情况下，从CS信号的上升沿或下降沿到栅极导通脉冲截止为止的 期间不相同。在图59所示的例子中，插入了2H的虚拟扫描期间。该例中， 若对第30行和第32行之间的、从CS信号的上升沿或下降沿到栅极导通脉冲 截止的定时(栅极截止定时)为止的期间进行比较，则在CS—K的点(3)处为 5H，在CS—B的点(4)处为4H，在CS—A的点(5)处为7H，在CS—D的点(6)处为 6H。此时，各点处的CS信号的电压达到率存在微小差异，明暗子像素的亮 度变化程度互不相同。作为明显偏离目标亮度变化的位置，是相当于点(4)的位置。g卩，图59 中像素P30暗子像素的电压变化中，AVp—30，所示的电位差比其它的都要小。 当水平期间较短时，该趋势更加明显，CS信号的电压达到率之差体现于亮 度差的点将增大。结果如图60所示，在显示画面上产生周期性的显示不均 匀。针对上述问题，如图61所示，在CS信号的上升沿或下降沿的定时，控 制预定宽度的过冲脉冲Poc的生成。CS控制电路90除了控制CS信号的高电 平和低电平这2个值之外，还控制高于高电平的过冲高电位及低于低电平的 过冲低电位这2个值， 一共控制4个值。详细而言，CS控制电路90在CS信号 的极性持续期间中，设置施加第一电压的期间和施加第二电压的期间，该 第二电压的极性与第一电压相同，且电压的绝对值大于第一电压的绝对值。若采用这种CS信号，则可以改善脉冲的上升沿或下降沿处波形的钝化。 换言之，即使是从CS信号的极性反转时刻到栅极截止定时为止的时间较短 的情况下，也可以提高在栅极截止定时的CS电压的达到度。从而，可以减 小由CS信号的上升沿或下降沿到栅极截止定时为止的期间的差异而引起的 CS信号电压达到率的差异。另外，当存在从CS信号的极性反转时刻到栅极 截止定时为止的时间较短的行和较长的行时，也可以防止因CS信号的电压 达到度之差而引起的显示不均匀。S卩，可以改善图60所示的周期性显示不均匀。
此外，本例中，P0C的宽度为1H，但也可以将其设定为2H。但是，为
了稳定栅极导通脉冲截止时cs信号的电位，将其设定为从cs信号的上升沿
或下降沿到栅极截止定时为止的期间的一半以下为佳。
另一方面，图62示出高清晰面板或帧率较高的情况下，水平期间H较短 时CS信号的设定波形(实线)和实际波形(虚线)的图。该图中，栅极导通脉冲 旁边所示的数值，是用水平期间H表示从CS信号的极性反转时刻到栅极截 止定时为止的时间的数值。此外，为了简化说明，省略了行信息等。
脉冲Poc的电压大小不可设定为CS控制电路90的耐压以上。因此，当水 平期间H较短时，即使施加了最大电压的脉冲Poc, CS信号的电压达到率有 时也不够。这种情况下，在各栅极截止定时，CS信号的电压达到率不相同， 仍然存在上述周期性的显示不均匀。
这里，在从CS信号的极性反转时刻到栅极截止定时为止的时间为4H、 5H和6H、 7H的情况下，如果可以使这两种情况下的CS信号的电压达到率 相接近，则可以进一步减轻上述显示不均匀。图63示出实现上述结果的CS 信号的驱动例。在该图所示的例子中，根据CS信号的极性反转周期长度， 改变过冲脉冲的脉宽及施加定时。具体而言，在极性反转周期为5H的期间 中，在CS信号的上升沿或下降沿的定时施加预定脉宽的过冲脉冲Poc，而在 极性反转周期为7H的期间中，在从CS信号的上升沿或下降沿经过预定期间 后的定时，施加脉宽短于过冲脉冲Poc的脉宽的过冲脉冲Poc'。
由于极性反转周期为7H的期间中CS信号的电压达到率比极性反转周 期为5H的期间要高，因此，通过使过冲脉冲Poc'的脉宽小于过冲脉冲Poc 的脉宽，可以使两者的CS信号的电压达到率相接近。另外，通过改变过冲 脉冲Poc'的施加定时，也可以使两者的CS信号的电压达到率相接近。从而， 可以进一步减轻上述显示不均匀。
另外，在图64所示的例子中，使得过冲脉冲Poc和过冲脉冲Poc'的电压 不相同。通过使过冲脉冲Poc'的电压小于过冲脉冲Poc的电压，可以使极性 反转周期为7H期间与极性反转周期为5H期间的CS信号的电压达到率相接 近。如果根据CS信号中的极性反转周期的长度，改变过冲脉冲的脉宽、施 加定时、以及电压值中的至少一方，就可以获得上述效果。 (减轻虚拟插入期间中的显示不均匀的结构例)
图65示出在一个块所包含的扫描线数a为24的分块隔行扫描方式的驱 动中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS 线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。该图中，示出了第l 行 第24行栅极线相关的图，而实际上，是由到第24行为止的栅极线构成 一个块，并在列方向上重复这一块，从而实现分块隔行扫描方式。
这种情况下，将在插入虚拟插入期间的定时所存在的CS信号极性持续 期间，与插入虚拟插入期间的期间相加，即加上2H。即，在插入虚拟插入 期间的定时所存在的CS信号的极性持续期间为8H，除此以外的CS信号的极 性持续期间为6H。另外，由于一个块所包含的扫描线数a为偶数24，因此， 只要CS信号的相数为12相，就可以与所有CS线对应。
在该方式的块反转驱动中，对极性反转部分及其附近进行空白插入。 该影响导致第12根线及第24根线中的、从栅极导通脉冲截止直到CS信号极 性反转为止的时间，与其它线大不相同。例如，第12根线的上侧子像素的 从栅极导通脉冲截止直到CS信号极性反转为止的时间为tl，第12根线的下 侧子像素的从栅极导通脉冲截止直到CS信号极性反转为止的时间为t2，若 对U和t2进行比较，则t2比tl长3H。因此，由于CS信号的上扬/下压电压引 起像素电极的电压变动在一帧内的平均值，对于特定线的子像素和除此以 外的线的子像素是不相同的，所以有时会看到条纹不均匀的现象。
图66是说明用于解决上述问题的实施例的图，与图65相同，示出在一 个块所包含的扫描线数a为24的分块隔行扫描方式的驱动中，第一虚拟插入 期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS线的连接状态、以及 CS信号和栅极导通脉冲的时序图。
与图65的不同点在于，新导入了2个CS信号的相位。具体而言，增加了 2根CS干线，并增加了CS一N和CS一O作为CS信号的相位种类。如图66中用粗 线所示，第12行栅极线的下侧子像素所对应的CS线与CS—N连接，第24行栅 极线的下侧子像素与CS—0连接。若关注第12根线的粗线波形，则第12根线的下侧子像素的从栅极导通脉冲截止直到信号极性反转为止的时间t2'，比
图65中的t2，短2H。从而，与其它的线不存在差异，因此，可以抑制条纹不
均匀，
CS一N的波形与CS一0的波形为彼此反相的波形。第24根线也一样，其 下侧子像素的从栅极导通脉冲截止直到CS信号极性反转为止的时间与其它 的线不存在差异，因此，可以抑制条纹不均匀。
若将上述内容进行广义表示，则如下所述。 一个块所包含的扫描信号 线数为ot((x为自然数)，在一个块的扫描过程中插入两个位置以上的虚拟插入 期间的驱动方法中，只要采用至少用a/k(k为自然数，选择a和k，使得a/k为 整数)+2相的上述保持电容信号来驱动上述保持电容布线的结构即可。在图 66的例子中，a=24， k=2，用24/2+244相的CS信号驱动CS线。
(减少CS信号的相位种类的结构例)
图67示出在一个块所包含的扫描线数a为48的分块隔行扫描方式的驱 动中，第一虚拟插入期间及第二虚拟插入期间分别为2H时的CS干线和各CS 线的连接状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。该图中，示出了第l 行 第24行栅极线相关的图，而实际上，是由到第48行为止的栅极线构成 一个块，并在列方向上重复这一块，从而实现分块隔行扫描方式。
在该图所示的例子中，使用A H、 J M的共计12根CS干线。各CS信 号的极性持续期间为6H和8H，在相邻偶数行和奇数行的栅极导通脉冲施加 定时之间，CS信号的极性反转4次。这是由于，与相邻行写入时间差期间的 长度相比，CS信号的极性反转周期较短。
当驱动频率较高时，如上所述，CS信号的极性持续时间较短，则由于 CS信号钝化的影响，使得栅极截止时CS信号的电压达到目标值的达到率降 低，产生可以看到显示不均匀的问题。为了改善上述情况，通过延长CS信 号的极性反转期间，可以降低CS信号钝化的影响。然而，为了延长CS信号 的极性反转期间，由于需要增加CS信号的相位种类，因此，需要增加CS干 线的数量。从而产生以下问题即，布线增加；或因布线的走线变复杂而 导致需要增大基板面积；或短路的风险增大等。
图68示出不增加CS干线的根数来延长CS信号的极性持续期间的驱动例。该图示出CS信号的波形为12相时的CS干线与各CS线的连接状态、以及
CS信号和栅极导通脉冲的时序图。图68中的栅极导通位置(1) (14)记载了 CS信号的极性反转定时和栅极导通脉冲的所有定时。该图中，示出了第l 行 第48行栅极线相关的图，而实际上，是由到第48行为止的栅极线构成 一个块，并在列方向上重复这一块，从而实现分块隔行扫描方式。
该例中，中间夹着一根CS线的两根CS线与同一CS干线连接。具体而言， CS干线A与CS线O、 2、 25、 27、 48、 50、 73、 75连接，CS干线B与CS线1、 3、 24、 26、 49、 51、 72、 74连接。从CS干线C、 D开始，分别与CS干线A、 B所连接的CS线的间隔4根线之后的CS线连接。每隔48根CS线，重复CS干 线与CS线的连接关系。
另外，该驱动例中，在每48行扫描线为一块的块中，按照偶数行、奇 数行(或奇数行、偶数行)的顺序进行隔行扫描，在数据信号极性反转时，插 入2H作为虚拟扫描期间。为了正确显示多像素的明暗，在极性未反转的部 分也插入2H的虚拟扫描期间。CS信号包括极性持续期间为14H的低电平期 间和高电平期间的信号、以及极性持续期间为12H的低电平期间和高电平期 间的信号。
在图68所示的例子中，不用增加CS信号的波形相数，就可以延长CS信 号的极性持续期间。S卩，不需要增加多余的布线或电路，就可以提高栅极 截止时的CS电压达到度，可以减轻因CS电压实际波形的钝化而引起的显示 不均匀。
此外，若将上述例子进一步进行广义表示，则对于m种CS信号，存在 用相同相位的CS信号来驱动中间夹着一根CS线的两根CS线的位置，进行某 一极性持续期间为(kx m)个水平期间的驱动，对第(n+2(k+1 ))行CS线施加的 CS信号的相位，处于比对第n行施加的CS信号的相位要迟(k+l)个水平期间 的状态。这种情况下，上述例子相当于m42、 k-l的情况。若采用这种驱 动，则不用增加CS信号的波形相数，就可以延长CS信号的极性持续期间。
此外，也可以进行图87所示的驱动。与图68的不同点在于，包含插入 虚拟插入期间的位置在内的极性持续期间为14H，除此以外的极性持续期间 为12H。图88示出图68及图87中的CS信号的极性反转定时和栅极导通信号的定 时，分别作为波形1和波形2。如该图所示，只要满足以下5点即可(a)在栅 极导通位置(1)(2)(3)之后改变CS信号的电压电平；(b)在栅极导通位置 (13)(4)(5)(6)之后改变CS信号的电压电平；(c)在栅极导通位置(14)(7)(8)(9) 之后改变CS信号的电压电平；(d)在栅极导通位置(10)(ll)(12)之后改变CS 信号的电压电平；(e)极性持续期间为14H的期间的长度与极性持续期间为 12H的期间的长度对于低电平及高电平都相等。
(消除CS信号的极性分布不平衡的结构例)
另一方面，利用分块隔行扫描方式在插入虚拟水平期间时，如上所述， 需要根据插入的虚拟水平期间的长度，延长CS信号的极性持续期间。例如， 当插入的虚拟水平期间为2H时，在图68所示的例子中，极性持续期间为14H 的部分和12H的部分混合存在。这种情况下，根据CS信号的极性反转定时 和栅极截止定时的关系，CS信号对各像素的电压上扬效果发生变化，使得 液晶施加电压的有效值不相同。在上述例子中，CS信号的极性反转定时与 栅极截止定时的关系在相邻块之间不相同，从而出现以块为单位的亮度不 同的显示不均匀。下面，说明该理由。
图70(a)及(b)示出CS信号的极性反转定时与栅极截止定时的关系为互 不相同的驱动例。首先，两者都是CS信号的极性反转定时均如下所述艮口， 极性持续期间为14H的部分连续出现2次，极性持续期间为12H的部分也连 续出现2次，且上述情况重复出现。而且，图70(a)中，在极性持续期间为14H 的部分连续出现2次中的第一次14H(图中(A))中施加栅极导通脉冲，而图 70(b)中，在极性持续期间为14H的部分连续出现2次中的第二次14H(图中(B)) 中施加栅极导通脉冲。此外，图70(a)是关于图68的栅极导通位置(2)的定时 的驱动例，图70⑨是关于图68的栅极导通位置(5)的定时的驱动例。
这里，关注一帧期间内CS信号为"H"(高电平)的期间的长度。图70(a) 与(b)中的CS信号为"H"(高电平)的期间(上扬期间)在一帧期间内不相同的 部分，是阴影所示的部分。若在该部分对两者进行比较，则阴影所示的CS 信号为"H"(高电平)的期间在(a)中是14H( 14个水平期间)+9H(9个水平期 间)=23H(23个水平期间)，在(b)中是12H( 12个水平期间)+9H(9个水平期
83间)=2111(21个水平期间)，(a)比(b)要长2H大小(2个水平期间大小)的"H"(高 电平)期间。即，(a)的液晶施加电压的有效值较高。从而，采用(a)定时的第 l行 第24行栅极线对应像素的显示比釆用(b)定时的第25行 第48行栅极 线对应像素的显示要亮，使得相邻块之间产生亮度差。
图70(c)及(d)示出解决该问题的CS信号的波形例。如该图所示，将CS 信号中极性持续期间为14H的部分分成12H的部分和2H的部分，并且设定 2H的部分，使得"H"(高电平)期间与"L"(低电平)期间相等。这样，可以使一 帧内的CS信号的"H"期间和"L"期间相等，而与栅极导通脉冲的施加定时无 关，因此，可消除上扬时间的分布不平衡。在该图所示的例子中，将2H部 分分成1H的"H"(高电平)期间和1H的"L"(低电平)期间，但也可以用更短的 周期进行分割，以使"H"(高电平)期间和"L"(低电平)期间均等。
在该图所示的例子中，阴影所示的上扬时间在(c)中为 1H+12H+9H=22H，在(d)中为12H+1H+9H=22H， (c)和(d)的上扬时间相等。 因此，对于在(c)中(A)处施加栅极导通脉冲的情况、与在(d)中(B)处施加栅 极导通脉冲的情况，其液晶施加电压的有效值相等。
图69示出施加上述(c)及(d)所示的CS信号时的CS干线与各CS线的连接 状态、以及CS信号和栅极导通脉冲的时序图。在包括虚拟插入期间在内的 对一个块进行扫描的期间(48H+2H+2H:52H)中，对上述保持电容信号进行 设定，使得保持电容信号为高电平的期间(1H+12H+1H+121^26H)与为低电 平的期间(1H+12H+1H+12H:26H)之差相等。
图69中栅极导通位置(1) (14)记载了CS信号的极性反转定时和栅极导 通脉冲的所有定时。图70(c)是关于图69的栅极导通位置(2)的定时的驱动例， 图70(d)是关于图69的栅极导通位置(5)的定时的驱动例。在进行上述驱动的 情况下，可消除使用(c)定时的第l行 第24行栅极线、与使用(d)定时的第25 行 第48行栅极线的亮度差。
另外，即使在包括虚拟插入期间在内的对一个块进行扫描的期间中， 保持电容信号为高电平的期间与为低电平的期间之差不完全相等，但只要 该期间差在1H以内，更好的是在O. 5H以内，就可以大致控制亮度差。而且， 对于上述保持电容信号，希望一帧内保持电容信号的高电平期间和低电平期间之差的绝对值在各保持电容布线中的差为1H以内，更好的是在0.5H以内。
此外，上述例子中，是基于图68所示的驱动例导出了图69所示的驱动 例，但基于图87所示的驱动例，也可同样得到图69所示的驱动例。
另外，如图89的评价结果表所示，对不同扫描线数进行研究的结果是.-对于保持电容信号，只要一帧内保持电容信号的高电平期间与低电平期间 之差的绝对值在各保持电容布线中的差(该图中记为"差")、与一帧期间之比 (该图中记为"比")在0.13%以下，就可以抑制亮度不均匀。更好的是在0.09% 以下，从而可以进行更好的显示。该图的"不均匀(目测评价)"一栏中，同心 圈表示无亮度不均匀现象的良好状态，单圈表示稍微有亮度不均匀的显示 的良好状态，三角形表示亮度不均匀有点明显的状态，x表示亮度不均匀非 常明显的状态。
接下来，说明上述各实施方式中使用的栅极驱动器400的详细结构。图 46是表示栅极驱动器400的结构例的框图。如该图所示，栅极驱动器400具 备多个栅极驱动器用IC411 41q。图45示出一个栅极驱动器用IC41n的结构例。
栅极驱动器用IC41n具备第一和第二移位寄存器42和43、第一和第二与 门441和442、以及输出部45。第一移位寄存器42是奇数级用移位寄存器， 第二移位寄存器43是偶数级用移位寄存器。第一与门441对应于来自第一移 位寄存器42的输出而设置，第二与门442对应于来自第二移位寄存器43的输 出而设置。输出部45基于第一与门441和第二与门442的输出信号gl gp， 输出扫描信号Gl Gp。
向栅极驱动器用IC41n输入从外部输入到各移位寄存器的起始脉冲信 号SPia和SPib、时钟信号CKa和CKb、以及输出控制信号OEa和OEb。起始 脉冲信号SPia和SPib分别输入到第一移位寄存器42和第二移位寄存器43的 输入端，从第一移位寄存器42和第二移位寄存器43的输出端输出要输入到 后续栅极驱动器用IC的起始脉冲信号SPoa、 SPob。
向第一与门441输入来自第一移位寄存器42的奇数级输出信号Qk(k为
85奇数)和输出控制信号OEa的逻辑反转信号。另一方面，向第二与门442输入 来自第二移位寄存器43的奇数级输出信号Qk(k为偶数)和输出控制信号OEb 的逻辑反转信号。
本结构例的栅极驱动器400通过将多个(q个)上述结构的栅极驱动器用 IC411 41q串联连接而实现。即，将各栅极驱动器用IC41n内的第一和第二 移位寄存器42和43的输出端(起始脉冲信号SPoa和SPob的输出端子)与下一 个栅极驱动器用IC内的第一和第二移位寄存器42和43的输入端(起始脉冲 信号SPia和SPib的输入端子)连接，以使栅极驱动器用IC411 41q内的第一 和第二移位寄存器42和43形成一个移位寄存器(以下，将通过这样串联连接 而形成的移位寄存器称为"耦合移位寄存器")。
其中，向最前端的栅极驱动器用IC411内的第一和第二移位寄存器42 和43的输入端输入来自显示控制电路200的栅极起始脉冲信号GSPa、 GS b， 最末端的栅极驱动器用IC41q内的第一和第二移位寄存器42和43的输出端 不与外部连接。另夕卜，来自显示控制电路200的栅极时钟信号GCKa和GCKb、 以及输出控制信号GOEa和GOEb,作为时钟信号CKa和CKb、以及输出控制 信号OEa和OEb，公共输入到各栅极驱动器用IC41n。
接下来，参照图47所示的波形图，说明上述结构例的栅极驱动器400 的动作。如波形图所示，显示控制电路200生成仅在与像素数据写入脉冲Pw 对应的期间Tspw内为高电平(激活)的信号，作为栅极起始脉冲信号GSP(奇 数级用GSPa和偶数级用GSPb)，并且生成每隔一个水平扫描期间(1H)仅在 预定期间内为高电平的栅极时钟信号GCK(奇数级用GCKa和偶数级用 GCKb)。
当这样的栅极起始脉冲信号GSP及栅极时钟信号GCK(GCKa和GCKb) 输入到栅极驱动器400时，输出最前端的栅极驱动器用IC411中第一和第二 移位寄存器42和43的初级输出信号Q1和Q2。该输出信号Q1和Q2在各帧期 间中，包含与像素数据写入脉冲Pw对应的脉冲Pqw。这里，为了形成第一 个输出信号Q1和Q2，使第一个GCKa和GCKb以2H的间隔变为高电平。
上述脉冲Pqw按照栅极时钟信号GCK，在栅极驱动器400的耦合移位寄 存器中依次进行传输。与之相应，从耦合移位寄存器的各级依次错开地将输出信号Qn输出，该输出信号Qn的信号波形与GCK上升沿同时变为高电 平，与下一个GCK的上升沿同时变为低电平。
另外，显示控制电路200如上文所述，生成要提供给构成栅极驱动器400 的栅极驱动器用IC411 41q的栅极驱动器输出控制信号GOE(GOEa和 GOEb)。这里，要提供给第n个栅极驱动器用IC41n的栅极驱动器输出控制 信号GOE，在从该栅极驱动器用IC41n内的第一和第二移位寄存器42和43的 某一级输出与像素数据写入脉冲Pw对应的脉冲Pqw的期间内，变为低电平 或高电平以调整像素数据写入脉冲Pw。这相当于上述在预定期间内变为高 电平的情况，以下称之为"写入期间调整脉冲"。
此外，用以调整像素数据写入脉冲Pw而在栅极驱动器输出控制信号 GOE中包含的脉冲(写入期间调整脉冲)，可以根据所需的像素数据写入脉冲 Pw进行适当调整。这里，当数据信号波形的极性(POL)反转时，控制GOE，
以使得不写入极性将要反转之前的信号电位。同样地，可以在数据信号波 形的极性(POL)反转时，控制脉冲Pw的宽度，以使得极性将要反转之前的 脉冲Pw不写入紧接极性反转之后的信号电位。通过调整由该GOE控制的宽 度，可以在数据信号波形的极性(POL)反转时，形成与上述所有实施方式对 应的像素数据写入脉冲Pw。
而且，GCK由控制奇数级输出的GCKa和控制偶数级输出的GCKb构成， 这些时钟信号与数据信号极性POL的反转联动，并维持在高电平，接着， 在数据信号的极性再次反转后经过虚拟插入期间(1H)时，时钟信号变为低 电平，重新开始每隔1H仅在预定期间内变为高电平的基本动作。利用输出 信号Qk的波形Pqw的长度伴随该时钟(GCKa和GCKb)动作的变动，用各输出 控制信号GOEa和GOEb("写入期间调整脉冲")控制各Pqw中想要输出像素 数据写入脉冲Pw的期间。
在各栅极驱动器用IC芯片41n(i^l q)中，基于上述移位寄存器各级的 输出信号Qk(k4 p)、栅极时钟信号GCK及栅极驱动器输出控制信号GOE， 利用第一和第二与门441和442，生成内部扫描信号gl gp，在输出部45对 这些内部扫描信号gl gp进行电平转换，输出要施加到栅极线GLl GLm 的扫描信号Gl Gp。由此，如波形图所示，向栅极线GLl GLm依次施加像素数据写入脉冲Pw。
图48是表示不同于图47的驱动动作的波形图。下面，仅说明与图47所 示驱动动作的不同点。
GCK由控制奇数级输出的GCKa和控制偶数级输出的GCKb构成。这些 时钟信号与数据信号极性POL的反转联动，并维持在低电平，接着，在数 据信号的极性再次反转后经过虚拟水平期间(1H)和用于写入像素数据的水 平期间(1H)时，重新开始时钟信号每隔1H仅在预定期间内变为高电平的基 本动作。
利用输出信号Qk的波形Pqw的长度伴随该时钟信号(GCKa和GCKb)动 作的变动，用各输出控制信号GOEa和GOEb(写入期间调整脉冲)控制各Pqw 中想要输出像素数据写入脉冲P w的期间。
此外，用以调整像素数据写入脉冲Pw而在栅极驱动器输出控制信号 GOE中包含的脉冲(写入期间调整脉冲)，可以根据所需的像素数据写入脉冲 Pw进行适当调整。
(双脉冲驱动例)
例如，为了提高扫描频率而需要将水平扫描期间设定得较短的情况下， 由于栅极导通脉冲的脉宽也缩短，使得对各像素的充电时间变短，从而导 致充电不充分。为了应对这种情况，考虑在正式充电期间和预充电期间中 对像素进行充电的结构，在所述正式充电期间中，使栅极线为选择状态， 以从源极线对各像素施加电压，在所述预充电期间中，在所述正式充电期 间之前的定时，使同一栅极线为选择状态。
这样，在将设置正式充电期间和预充电期间的驱动应用于上述图47所 示的驱动动作时，进行例如图71所示的驱动。如该图所示，预充电期间和 正式充电期间设定在栅极时钟GCK的低电平期间、即栅极时钟GCK脉冲之 间的宽度。
这种情况下，为了在数据信号波形的极性反转部进行虚拟数据的插入， 延长栅极时钟GCK的低电平期间。由此，利用栅极时钟GCK的低电平期间 较长的部分设定预充电期间或正式充电期间的栅极线的行、与除此以外的 栅极线的行，其栅极导通脉冲的波形不相同，有时导致不同的行充电率不
88同，从而产生亮度差。图72中示出该亮度差导致显示不均匀的状态的例子。 此外，在图7I所示的例子中，是隔行扫描块反转的情况，但在逐行扫
描块反转(nH反转)的情况下也会产生同样的问题。如图72所示，由于在隔 行扫描的情况下隔行产生显示不均匀，因此，其显示不均匀比逐行扫描的 情况要更加明显。
下面，说明一种驱动方法，作为处理该问题的措施，该驱动方法并不 是用GCK的低电平时间来确定栅极导通脉冲的宽度，而是用GCK和GOE这2 个信号的组合任意设定栅极导通脉冲的宽度。首先，将成为栅极导通脉冲 Pw基础的脉冲Pqw的宽度预先设定为预定值(例如2H等)。通过用GOE进行 屏蔽，使得栅极导通脉冲的长度可以微调。另外，使得在正式充电期间中， 即使GOE脉冲上升(为高电平)，也保持栅极导通脉冲为高电平，从而可以对 所有线公共地设置正式充电期间，而与GOE脉冲无关。这种情况下，只要 将GOE固定在高电平，也可以实现单脉冲驱动。
图73示出控制栅极导通脉冲Pw的脉宽的例子。在这些例子中，正式充 电期间由GCK的低电平期间设定，而不受GOE的影响。与此不同的是，预 充电期间受到GOE脉冲波形的影响。例1中，脉冲Pqw的最开始的部分被 GOE脉冲屏蔽，使得预充电期间变短。例2中，脉冲Pqw的中途部分被GOE 脉冲屏蔽，使得预充电期间被分割成2个期间，并且总的期间也变短。例3 中，脉冲Pqw的最后的部分被GOE脉冲屏蔽，使得预充电期间变短，并且， 在预充电期间和正式充电期间之间插入了间隙。例4中，GOE被固定在低电 平，使得预充电期间的长度最长。例5中，GOE被固定在高电平，预充电期 间为0，从而实现单脉冲驱动。
(实现双脉冲的栅极驱动器的结构及动作(l))
图74示出用上述双脉冲驱动、实现逐行扫描nH反转驱动的栅极驱动器 用lC41n的结构例。如该图所示，栅极驱动器用IC41n具备移位寄存器46、 与该移位寄存器46的各级对应设置的第一、第二和第三与门441、 442、 443、 第一或门444、以及基于第三与门443的输出信号gl gp输出扫描信号G1 Gp的输出部45。栅极驱动器用IC41n从外部接收起始脉冲信号SPi、时钟信 号CK、输出控制信号OE、以及选择信号SEL。起始脉冲信号SPi施加到移位寄存器46的输入端，从移位寄存器46的输出端输出要输入到后续的栅极 驱动器用IC41n+l的起始脉冲信号SPo。
另外，在移位寄存器46的奇数级(Qk;相当于k-l p中k为奇数的级)， 向第一与门441输入该输出控制信号OE和选择信号SEL的逻辑反转信号，向 第二与门442输入时钟信号CK和选择信号SEL，向第一或门444输入第一与 门441和第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻 辑反转信号和移位寄存器46的奇数级输出信号Qk(k为奇数)。
另一方面，在移位寄存器46的偶数级(Qk;相当于k叫 p中k为偶数的 级)，向第一与门441输入该输出控制信号OE和选择信号SEL，向第二与门 442输入时钟信号CK和选择信号SEL的逻辑反转信号，向第一或门444输入 第一与门441和第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输 出的逻辑反转信号和移位寄存器的偶数级输出信号Qk(k为偶数)。
本结构例的栅极驱动器400通过将多个(q个)上述结构的栅极驱动器用 IC411 41q串联连接而实现。即，将各栅极驱动器用IC41n内的移位寄存器 46的输出端与下一个栅极驱动器用IC41n+l内的移位寄存器46的输入端连 接，以使栅极驱动器用IC芯片411 41q内的移位寄存器46形成一个移位寄 存器。
其中，向最前端的栅极驱动器用IC411内的移位寄存器46的输入端，输 入来自显示控制电路200的栅极起始脉冲信号GSP，最末端的栅极驱动器用 IC芯片41q内的移位寄存器46的输出端不与外部连接。另外，来自显示控制 电路200的栅极时钟信号GCK、 GOE、以及SEL作为时钟信号CK、输出控制 信号OE、以及选择信号SEL，公共地输入到各栅极驱动器用IC411 41q。
接下来，参照图75所示的波形图，说明上述结构例的栅极驱动器400 的动作。如波形图所示，显示控制电路200生成仅在与像素数据写入脉冲Pw 对应的期间Tspw内为高电平的信号，作为栅极起始脉冲信号GSP，并且生 成栅极时钟信号GCK，该栅极时钟信号GCK除了在紧接数据信号极性反转
之后，基本上每隔一个水平扫描期间(1H)仅在预定期间内为高电平。
当这样的栅极起始脉冲信号GSP及栅极时钟信号GCK输入到栅极驱动 器400时，输出最前端的栅极驱动器用IC411中的移位寄存器46的初级输出信号Q1。该输出信号Q1在各帧期间中，包含与像素数据写入脉冲Pw对应的 脉冲Pqw。
上述脉冲Pqw按照栅极时钟信号GCK，在栅极驱动器400的耦合移位寄 存器中依次进行传输。与之相应，从耦合移位寄存器的各级依次错开地将 输出信号Qn输出，该输出信号Qn的信号波形与GCK上升沿同时变为高电 平，与2个这样的GCK之后的GCK上升沿同时变为低电平。
从GCK变为高电平后数据信号极性反转的定时，直到下一次GCK变为 高电平为止的间隔为2H。伴随该时钟GCK的动作，输出信号Qk的波形Pqw 的长度发生变动。
另外，显示控制电路200如上文所述，生成要提供给构成栅极驱动器400 的栅极驱动器用IC411 4Iq的栅极驱动器输出控制信号GOE和选择信号 SEL。利用选择信号SEL选择GCK和GOE中的某一个，通过这样的选择，调 整脉冲Pqw的脉宽，设定像素数据写入脉冲Pw。图中，Pqw和Pw的脉宽中 记载的"OE"和"CK"分别表示由GOE控制的部分和由GCK控制的部分。
在各栅极驱动器用IC芯片41n(r^l q)中，基于上述移位寄存器各级的 输出信号Qk(k-l p)、栅极时钟信号GCK、栅极驱动器输出控制信号GOE、 以及选择信号SEL，利用第一和第二与门441和442、第一或门444、以及第 三与门443，生成内部扫描信号gl gp，在输出部45对这些内部扫描信号 gl gp进行电平转换，输出要施加到栅极线GLl GLm的扫描信号G1 Gp。
由此，向栅极线GLl GLm依次施加相同脉宽的像素数据写入脉冲Pw。 从而，可以使数据信号极性反转的栅极线的行、与除此以外的栅极线的行 的充电期间长度相等，因此，可以防止上述显示不均匀。
此外，如图76所示，也可以在GCK变为高电平后数据信号极性反转的 定时，使GCK的高电平持续1H期间。这种情况下，伴随时钟GCK的动作， 输出信号Qk的波形Pqw的长度也发生变动。而且，通过适当地设定栅极驱 动器输出控制信号GOE和选择信号SEL，可以与上述相同，向栅极线GL1 GLm依次施加相同脉宽的像素数据写入脉冲Pw。
这里，关于下文所示的图77 图79的数据信号波形极性反转时的栅极导通脉冲PW的形成，可以通过使用图74所示的栅极驱动器用IC，适当地选
择栅极时钟GCK、栅极驱动器输出控制信号GOE的脉宽、以及选择信号SEL 来实现。例如，用GCK屏蔽极性将要反转之前的栅极导通脉冲的下降沿， 用GOE屏蔽紧接极性反转之后的栅极导通脉冲的上升沿即可。
图77示出利用上述双脉冲驱动在数据信号电压以数据信号电压的中间 值Vsc为基准每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中、将极性反转之后 紧接的一个水平期间(1H)作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、 锁存选通信号LS、以及栅极导通脉冲(像素数据写入脉冲)Pw的时序图。该 图中，横向表示时间的经过，纵向表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入 行)GLl GLm的各行。
在紧接极性反转之后，实际数据信号的波形就发生钝化，即，数据信 号波形在极性反转后达到预定电压为止需要时间。对此，在上述驱动方式 中，通过在极性反转之后紧接的一个水平期间中不设置正式充电期间，设 置虚拟的水平期间。由此，在虚拟插入期间之后的水平期间内，在数据信 号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。
这样，通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时 的源极线SLl SLn(数据信号线)的实际电压相对于施加电压的达到率(充 电率)。从而，可以防止因极性反转时的数据信号波形钝化而引起的每隔IO 行的显示不均匀。
另外，如图78所示，在上述驱动中，若从极性反转时刻之前的时刻施 加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的最后端 开始、直到施加了该栅极导通脉冲Pw的水平期间的结束时刻为止的时间为 第一期间，从极性反转时刻开始、直到该极性反转时刻之后施加的栅极导 通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止 的时间为第二期间，则该第二期间比所述第 一 期间要长。
若采用这种驱动，则由于在极性反转时刻不施加栅极导通脉冲Pw，因 此，可以对在极性反转前后施加了栅极导通脉冲Pw的相邻两根栅极线，不 同时地施加极性相互反转的数据信号。从而，可以防止极性反转时图像显 示的紊乱。
92另外，在极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转 时刻的栅极导通脉冲Pw，从极性反转时刻起经过比所述第一期间要长的期 间后进行栅极导通。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较 大的期间内不进行预充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质 量的显示。图79示出利用上述双脉冲驱动在数据信号电压以Vsc为基准每隔10行极性反转的逐行扫描方式的驱动中，将极性反转之后紧接的两个水平期间(2H)作为虚拟插入期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、 以及栅极导通脉冲Pw的时序图。在这些图中，横向表示时间的经过，纵向 表示施加了栅极导通脉冲的栅极线(写入行)GLl GLm的各行。如上所述，通过设定虚拟插入期间的长度，使其包含实际数据信号从 极性反转后达到预定电压为止的时间，从而在虚拟插入期间之后的水平期 间内，在数据信号达到预定电压的状态下，对各像素写入数据信号。这样， 通过设置虚拟插入期间，可以提高极性反转后像素数据写入时的源极线 SLl SLn的实际电压相对于施加电压的达到率。从而，可以防止因极性反 转时的数据信号波形钝化而引起的每隔10行的显示不均匀。此外，在上述例子中，虚拟插入期间为2H或3H，但也可以根据极性反 转后数据信号波形的钝化程度，将其设定为4H以上。另外，在上述驱动中，施加栅极导通脉冲，使得从极性反转时刻开始、 直到该极性反转时刻之后施加的栅极导通脉冲Pw中最接近极性反转时刻的 栅极导通脉冲Pw的施加开始时刻为止的时间在水平显示期间的时间以上， 该水平显示期间是从水平期间减去了水平回扫期间而得到的期间。如上所述，通常，将对源极线施加的数据信号设计成在一个水平显示 期间内对像素进行充电那样的信号波形。由此，在从极性反转时刻起经过 一个水平显示期间以上的时刻，将抑制极性反转时所产生的数据信号波形 钝化的影响。由此，可以在极性反转时产生的数据信号波形钝化较大的期 间内不进行像素充电，因此，能够抑制显示不均匀等而进行高显示质量的 显示。此外，上述结构例中，通过适当地选择栅极时钟GCK、栅极驱动器输出控制信号GOE的脉宽、以及选择信号SEL,施加作为双脉冲的栅极导通脉 冲Pw，但也可以采用不使用选择信号SEL的结构。图90示出不使用选择信 号SEL而施加双脉冲的栅极导通脉冲Pw的栅极驱动器用IC的主要部分结 构。该图所示的结构示出栅极驱动器用IC41n中、作为用于输出一根栅极线 的扫描信号G的结构的栅极驱动器单元。如该图所示，该栅极驱动器单元具备第一触发器461、第二触发器462、 第一输出掩模463、第二输出掩模464、以及或门465。向第一触发器461输 入栅极起始脉冲信号GSP,该第一触发器461按照栅极时钟信号GCK进行动 作，将输出信号QA输出。向第二触发器462输入该输出信号QA，该第二触 发器462按照栅极时钟信号GCK进行动作，将输出信号QB输出。第一输出掩模463输出对输出信号QA进行了基于栅极驱动器输出控制 信号GOE的屏蔽的信号。第二输出掩模464仅在栅极时钟信号GCK为低电平 期间将输出信号QB输出。或门465对来自第一输出掩模463的输出信号和来 自第二输出掩模464的输出信号进行或逻辑运算，输出或逻辑运算结果作为 扫描信号G。虽然未图示，但第一触发器461向下一级栅极驱动器单元的第 一触发器将输出信号QA输出，依次重复，从而构成移位寄存器，起到作为 栅极驱动器的功能。接下来，参照图91所示的波形图，说明上述结构例的栅极驱动器400 的动作。如波形图所示，显示控制电路200生成仅在与像素数据写入脉冲Pw 对应的期间Tps内为高电平的信号，作为栅极起始脉冲信号GSP，并且生成 栅极时钟信号GCK，该栅极时钟信号GCK在紧接数据信号极性反转之后仅 在一个水平扫描期间(1H)的期间内为高电平，在除此以外的期间内每隔一 个水平扫描期间(1H)仅在预定期间内为高电平。当这样的栅极起始脉冲信号GSP及栅极时钟信号GCK输入到栅极驱动 器400时，输出最前端的栅极驱动器单元中的第一触发器461的输出信号 QA1。栅极起始脉冲GSP按照栅极时钟信号GCK，在栅极驱动器单元中依次 进行传输。与之相应，从各栅极驱动器单元依次错开地将输出信号QAk输 出，该输出信号QAk的信号波形与GCK下降沿同时变为高电平，与l个这样的GCK之后的GCK下降沿同时变为低电平。在GCK变为高电平后数据信号极性反转的定时，GCK持续高电平的期 间为1H。伴随该时钟GCK的动作，输出信号QAk的脉宽发生变动。另外，当输出信号QAk从第一触发器461输出时，第二触发器462随之 按照GCK将输出信号QBk输出。艮P，输出信号QAk与输出信号QBk错开lH。另外，显示控制电路200如上文所述，生成要提供给构成栅极驱动器400 的栅极驱动器用IC411 41q的栅极驱动器输出控制信号GOE。该GOE信号 仅在数据信号极性将要反转之前的1H期间内为高电平，在除此以外的期间 内为低电平。通过控制该GOE为高电平的脉宽，利用第一输出掩模463的屏 蔽作用，控制扫描信号Gk的预充电期间长度。另外，基于输出信号QBk和 GCK，利用第二输出掩模464的屏蔽作用，设定扫描信号Gk的正式充电期间。由此，不需要使用选择信号SEL，就可向栅极线GLl GLm依次施加相 同脉宽的像素数据写入脉冲Pw。从而，由于可以使数据信号极性反转的栅 极线的行、与除此以外的栅极线的行的充电期间长度相等，因此，可以防 止上述显示不均匀。另外，也可以准备两个系统的栅极驱动器单元用于奇数行和偶数行， 与后文所述的图80所示的结构相同，通过分别向其输入奇数行用和偶数行 用的输入信号GSPa、 GSPb、 GCKa、 GCKb、 GOEa、 GOEb，实现分块隔行 扫描驱动。(实现双脉冲的栅极驱动器的结构及动作(2))图80示出用上述双脉冲驱动、实现分块隔行扫描驱动的栅极驱动器用 IC4In的结构例。如该图所示，栅极驱动器用IC41n具备第一和第二移位寄 存器42和43、逻辑电路A和逻辑电路B、以及输出部45。第一移位寄存器42是奇数级用移位寄存器，第二移位寄存器43是偶数 级用移位寄存器。逻辑电路A对应于来自第一移位寄存器42的输出而设置， 逻辑电路B对应于来自第二移位寄存器43的输出而设置。输出部45基于逻辑 电路A和逻辑电路B的输出信号gl gp，输出扫描信号Gl Gp。向栅极驱动器用IC41n输入从外部输入到各移位寄存器的起始脉冲信 号SPia和SPib、时钟信号CKa和CKb、输出控制信号OEa和OEb、以及选择95信号SELa和SELb。起始脉冲信号SPia和SPib分别输入到第一移位寄存器42 和第二移位寄存器43的输入端，从第一移位寄存器42和第二移位寄存器43 的输出端输出要输入到后续栅极驱动器用IC的起始脉冲信号SPoa、 SPob。逻辑电路A和逻辑电路B分别具备第一、第二和第三与门441、442、443、 以及第一或门444。在逻辑电路A的奇数级(与Q(4k—3)(k=l,2,……)对应)，向第一与门441 输入该输出控制信号OEa和选择信号SELa的逻辑反转信号，向第二与门442 输入时钟信号CKa和选择信号SELa，向第一或门444输入第一与门441和第 二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号 和移位寄存器的奇数级输出信号Q(4k — 3)。在逻辑电路A的偶数级(与Q(4k—l)(k=l,2,......)对应)，向第一与门441输入该输出控制信号OEa和选择信号SELa，向第二与门442输入时钟信号 CKa和选择信号SELa的逻辑反转信号，向第一或门444输入第一与门441和 第二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信 号和移位寄存器的奇数级输出信号Q(4k—l)。 .在逻辑电路B的奇数级(与Q(4k — 2)(k-l，2，......)对应)，向第一与门441输入该输出控制信号OEb和选择信号SELb的逻辑反转信号，向第二与门442 输入时钟信号CKb和选择信号SELb，向第一或门444输入第一与门441和第 二与门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号 和移位寄存器的奇数级输出信号Q(4k —2)。在逻辑电路B的偶数级(与Q(4k)(k4，2，......)对应)，向第一与门441输入该输出控制信号OEb和选择信号SELb，向第二与门442输入时钟信号CKb和 选择信号SELb的逻辑反转信号，向第一或门444输入第一与门441和第二与 门442的输出，向第三与门443输入第一或门444的输出的逻辑反转信号和移 位寄存器的奇数级输出信号Q(4k)。本结构例的栅极驱动器400通过将多个(q个)上述结构的栅极驱动器用 IC411 41q串联连接而实现。艮卩，将各栅极驱动器用IC41n内的第一和第二 移位寄存器42和43的输出端与下一个栅极驱动器用IC内的第一和第二移位 寄存器42和43的输入端连接，以使栅极驱动器用IC411 41q内的第一和第二移位寄存器42和43形成一个移位寄存器。其中，向最前端的栅极驱动器用IC4U内的第一和第二移位寄存器42 和43的输入端，输入来自显示控制电路200的栅极起始脉冲信号GSPa、 GSPb，最末端的栅极驱动器用IC41q内的第一和第二移位寄存器42和43的 输出端不与外部连接。另外，来自显示控制电路200的栅极时钟信号GCKa 禾口GCKb、输出控制信号GOEa和GOEb、以及选择信号SELa和SELb作为时 钟信号CKa和CKb、输出控制信号OEa和OEb、以及选择信号SELa和SELb， 公共输入到各栅极驱动器用IC41n。接下来，参照图81和图82所示的波形图，说明上述结构例的栅极驱动 器400的动作。图81示出锁存选通信号LS、数据信号、数据信号的极性POL、 栅极起始脉冲信号GSPa和GSPb、栅极时钟信号GCKa和GCKb、输出控制信 号GOEa和GOEb、选择信号SLEa和SELb、以及输出信号Qn的时序图，图82 示出与图81对应的锁存选通信号LS、数据信号、数据信号的极性POL、以 及扫描信号Gn的时序图。如波形图所示，显示控制电路200生成仅在与像素数据写入脉冲Pw对 应的期间Tspw内为高电平的信号，作为栅极起始脉冲信号GSP(奇数级用 GSPa和偶数级用GSPb)，并且生成栅极时钟信号GCK(奇数级用GCKa和偶 数级用GCKb)，该栅极时钟信号GCK(奇数级用GCKa和偶数级用GCKb)除了 在紧接数据信号极性反转之后，基本上每隔一个水平扫描期间(1H)仅在预 定期间内为高电平。当这样的栅极起始脉冲信号GSP及栅极时钟信号GCK(GCKa和GCKb) 输入到栅极驱动器400时，输出最前端的栅极驱动器用IC411中第一和第二 移位寄存器42和43的初级输出信号Q1和Q2。该输出信号Q1和Q2在各帧期 间中，包含与像素数据写入脉冲Pw对应的脉冲Pqw。上述脉冲Pqw按照栅极时钟信号GCK，在栅极驱动器400的耦合移位寄 存器中依次进行传输。与之相应，从耦合移位寄存器的各级依次错开地将 输出信号Qn输出，该输出信号Qn的信号波形与GCK上升沿同时变为高电 平，与2个这样的GCK之后的GCK上升沿同时变为低电平。另外，GCK由控制奇数级输出的GCKa和控制偶数级输出的GCKb构成，这些时钟信号与数据信号极性POL的反转联动，并维持在高电平，接着， 在数据信号的极性再次反转后经过虚拟插入期间(1H)时，时钟信号变为低 电平，重新开始每隔1H仅在预定期间内变为高电平的基本动作。伴随该时钟(GCKa和GCKb)的动作，输出信号Qk的波形Pqw的长度发生变动。另外，显示控制电路200如上文所述，生成要提供给构成栅极驱动器400 的栅极驱动器用IC411 41q的栅极驱动器输出控制信号GOE(GOEa和 GOEb)及选择信号SELa和SELb。利用选择信号SEL选择GCK和GOE中的某 一个，通过这样的选择，调整脉冲Pqw的脉宽，设定像素数据写入脉冲Pw。 图中，Pqw和Pw的脉宽中记载的"OEa(b)"和"CKa(b)"分别表示由GOEa(b)控 制的部分和由GCKa(b)控制的部分。在各栅极驱动器用IC芯片41n(i^l q)中，基于上述移位寄存器各级的 输出信号Qk(l^l p)、栅极时钟信号GCK、栅极驱动器输出控制信号GOE、 以及选择信号SEL，利用第一和第二与门441和442、第一或门444、以及第 三与门443，生成内部扫描信号gl gp，在输出部45对这些内部扫描信号 gl gp进行电平转换，输出要施加到栅极线GLl GLm的扫描信号G1 Gp。由此，向栅极线GLl GLm依次施加相同脉宽的像素数据写入脉冲Pw。 从而，由于可以使数据信号极性反转的栅极线的行、与除此以外的栅极线 的行的充电期间长度相等，因此，可以防止上述显示不均匀。此外，也可以如图83和图84所示，与数据信号极性POL的反转联动， 切换GOEa以预定周期(lH)且预定脉宽变为低电平的期间、禾PGOEb以预定 周期(1H)且预定脉宽变为低电平的期间。这种情况下，通过调整GOEa和 GOEb变为低电平的期间的长度，可以调整像素数据写入脉冲Pw的脉宽。图85示出利用上述双脉冲驱动，在将一个块所包含的扫描线数a作为20 的分块隔行扫描方式的驱动中、，将数据信号极性反转之后紧接的一个水 平期间(1H)作为第一虚拟插入期间、，将在数据信号极性反转时刻的五个 水平期间(5H)之前的一个水平期间(1H)作为第二虚拟插入期间，并且对插入 了第一及第二虚拟插入期间的期间中的CS信号也分别插入1H大小的CS信 号虚拟期间时的数据信号波形、数据信号、锁存选通信号LS、栅极导通脉98冲Pw、以及CS信号的时序图。图86示出第一虚拟插入期间及第二虚拟插入 期间分别为2H时的驱动例。除了栅极导通脉冲Pw的脉宽为双脉冲这一点之 外，进行与上述图26及图30相同的驱动，因此，这里省略其说明。 [电视接收机的结构]
接下来，说明将本发明的液晶显示装置用于电视接收机的例子。图49 是表示该电视接收机的显示装置800用的结构的框图。该显示装置800具有 Y/C分离电路80;视频色度电路81; A/D转换器82;液晶控制器83;液晶面 板84;背光源驱动电路85;背光源86;微机(微型计算机)87;以及灰度电路 88。此外，上述液晶面板84与本发明的液晶显示装置对应，包括由有源矩 阵型的像素阵列构成的显示部、和用于驱动该显示部的源极驱动器及栅极 驱动器。
在上述结构的显示装置800中，首先，将作为电视信号的复合彩色视频 信号Scv从外部输入至Y/C分离电路80，在此将其分离成亮度信号和色度信 号。这些亮度信号和色度信号通过视频色度电路81转换成与光的三原色对 应的模拟RGB信号，该模拟RGB信号再通过A/D转换器82转换成数字RGB 信号。该数字RGB信号输入到液晶控制器83。另外，Y/C分离电路80还从外 部输入的复合彩色视频信号Scv中提取出水平同步信号及垂直同步信号，这 些同步信号也通过微机87输入到液晶控制器83。
液晶控制器83基于来自A/D转换器82的数字RGB信号(相当于上述数字 视频信号Dv),输出驱动器用数据信号。液晶控制器83还基于上述同步信号， 生成用于使液晶面板84内的源极驱动器及栅极驱动器进行与上述实施方式 相同动作的定时控制信号，并将这些定时控制信号提供给源极驱动器及栅 极驱动器。另外，灰度电路88生成彩色显示的三原色R、 G、 B各自的灰度 电压，这些灰度电压也提供给液晶面板84。
液晶面板84基于这些驱动器用数据信号、定时控制信号及灰度电压， 利用内部的源极驱动器或栅极驱动器等生成驱动用信号(数据信号、扫描信 号等)，基于这些驱动用信号，在内部的显示部中显示彩色图像。此外，为 了利用该液晶面板84显示图像，需要从液晶面板84的后方照射光。在该显 示装置800中，背光源驱动电路85在微机87的控制下对背光源86进行驱动，从而向液晶面板84的背面照射光。
微机87进行包括这些处理在内的对整个系统的控制。此外，作为外部 输入的视频信号(复合彩色视频信号)，不仅有基于电视广播的视频信号，还 可以使用摄像机所拍摄的视频信号、或通过互联网线路提供的视频信号等，
该显示装置800可以显示基于多种视频信号的图像。
在上述结构的显示装置800中显示基于电视广播的图像时，如图50所 示，将调谐器部90与该显示装置800连接。该调谐器部90从用天线(未图示) 接收的接收波(高频信号)中提取出要接收频道的信号，将其转换成中频信 号，并对该中频信号进行检波，从而提取出作为电视信号的复合彩色视频 信号Scv。该复合彩色视频信号Scv如上所述输入到显示装置800，该显示装 置800显示基于该复合彩色视频信号Scv的图像。
图51是表示将上述结构的显示装置作为电视接收机时的机械结构的一 个示例的分解立体图。在图51所示的例子中，电视接收机除了具有上述显 示装置800之外，还具有第1壳体801和第2壳体806作为其构成要素，形成由 第1壳体801和第2壳体806包围显示装置800并夹着它的结构。第1壳体801形 成有使显示装置800所显示的图像透过的开口部801a。第2壳体806覆盖显示 装置800的背面侧，设置有用于操作该显示装置800的操作用电路805，并且 在下方安装有支承用构件808。
本发明不限于上述各实施方式，可在权利要求书所示的范围内进行种 种变更，适当组合不同实施方式分别揭示的技术手段而得到的实施方式也 包含在本发明的技术范围内。
另外，本申请中，为了方便说明，使得列方向与数据信号线相关联， 行方向与扫描信号线相关联，但将画面旋转90。的结构等当然也包括在本申 请内。
工业上的实用性
本发明的液晶显示装置可以应用于例如个人计算机的监视器或电视接 收机等各种显示装置。
权利要求
1.一种液晶显示装置，是有源矩阵型的液晶显示装置，包括沿行方向延伸的扫描信号线；沿列方向延伸的数据信号线；沿行方向延伸的保持电容布线；以及设置于扫描信号线和数据信号线的交叉部附近、与这两根布线连接的第一和第二晶体管，在各像素区域中设置第一和第二子像素电极，该第一子像素电极与所述第一晶体管连接，并且该第二子像素电极与所述第二晶体管连接，第一和第二子像素电极分别与不同的所述保持电容布线形成保持电容，该液晶显示装置的特征在于，将所述扫描信号线分成一个以上的块，并且将各块所包含的扫描信号线进一步细分成由第奇数行扫描信号线构成的第一组、和由第偶数行扫描信号线构成的第二组，所述液晶显示装置包括扫描信号驱动部，该扫描信号驱动部通过以所述块为单位对扫描信号线进行依次扫描，并且在各块的扫描中，对扫描信号线的各组依次进行扫描从而实现隔行扫描，由此对扫描信号线依次施加使扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲来进行驱动；数据信号驱动部，该数据信号驱动部对所述数据信号线施加极性以预定的定时切换的数据信号；以及保持电容信号驱动部，该保持电容信号驱动部对所述保持电容布线施加极性以预定的定时切换的保持电容信号，所述数据信号驱动部在紧接所述数据信号极性反转时刻之后设置虚拟插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性相同，并且，当所述保持电容信号驱动部对彼此相邻的两根所述扫描信号线中属于先施加栅极导通脉冲的第一组或第二组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、到对属于后施加栅极导通脉冲的第二组或第一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间时，所述保持电容信号驱动部对于各保持电容信号，至少使所述相邻行写入时间差期间中的极性反转定时在连续的帧间相等。
2. —种液晶显示装置，是有源矩阵型的液晶显示装置，包括沿行方 向延伸的扫描信号线；沿列方向延伸的数据信号线；沿行方向延伸的保持 电容布线；以及设置于扫描信号线和数据信号线的交叉部附近、与这两根 布线连接的第一和第二晶体管，在各像素区域中设置第一和第二子像素电 极，该第一子像素电极与所述第一晶体管连接，并且该第二子像素电极与 所述第二晶体管连接，第一和第二子像素电极分别与不同的所述保持电容 布线形成保持电容，该液晶显示装置的特征在于，将所述扫描信号线分成一个以上的块，并且将各块所包含的扫描信号 线进一步细分成由第奇数行扫描信号线构成的第一组、和由第偶数行扫描 信号线构成的第二组，所述液晶显示装置包括扫描信号驱动部，该扫描信号驱动部通过以所述块为单位对扫描信号 线进行依次扫描，并且在各块的扫描中，对扫描信号线的各组依次进行扫 描从而实现隔行扫描，由此对扫描信号线依次施加使扫描信号线为选择状 态的栅极导通脉冲来进行驱动；数据信号驱动部，该数据信号驱动部对所述数据信号线施加极性以预 定的定时切换的数据信号；以及保持电容信号驱动部，该保持电容信号驱动部对所述保持电容布线施 加极性以预定的定时切换的保持电容信号，所述数据信号驱动部在紧接所述数据信号极性反转时刻之后设置虚拟 插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性， 与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对所述数据信号线施加的数据信 号的极性相同，并且，当所述保持电容信号驱动部对彼此相邻的两根所述扫描信号线中属于 先施加栅极导通脉冲的第一组或第二组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的 时刻开始、到对属于后施加栅极导通脉冲的第二组或第一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间时，至少在 所述相邻行写入时间差期间中，所述保持电容信号驱动部使所有的所述保 持电容信号的极性反转周期一致。
3. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，所述数据信号驱动部在紧接所述数据信号极性反转时刻之后设置虚拟 插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号，与紧 接该虚拟插入期间之后的水平期间内对所述数据信号线施加的数据信号相同。
4. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述扫描信号驱动部在所述虚拟插入期间中，不对所述扫描信号线施加所述栅极导通脉冲。
5. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于， 分割所述扫描信号线的块数为l块，所述数据信号驱动部对所述数据信号线施加数据信号，使其极性在进 行扫描的所述扫描信号线组切换的时刻反转。
6. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于， 分割所述扫描信号线的块数为2块以上，所述数据信号驱动部对所述数据信号线施加数据信号，使其极性在进 行扫描的所述扫描信号线组切换的时刻反转。
7. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号的极性反转周期为所述相邻行写入时间差期间除以 k(k为l以上的整数)的值。
8. 如权利要求7所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述k为l。
9. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号在相邻行写入时间差期间以外的期间以所述相邻行写入时间差期间中的极性反转周期，也周期性地反转极性。
10. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号中，在以一个极性持续的期间作为极性持续期间的情况下，插入了所述虚拟插入期间的期间中所述保持电容信号的极性持续期 间，比插入了所述虚拟插入期间的期间以外的期间中所述保持电容信号的 极性持续期间要长该虚拟插入期间部分的大小。
11. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号中，若以一个极性持续的期间作为极性持续期间， 则所述保持电容信号所包含的极性持续期间为第一长度极性持续期间和作为该第一长度与所述虚拟插入期间长度之和的第二长度极性持续期间 中的某一个极性持续期间。
12. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号驱动部对多根保持电容信号供给布线施加相同相位的保持电容信号。 一
13. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号驱动部用一根保持电容信号供给布线对要被施加相同相位的保持电容信号的保持电容布线提供保持电容信号。
14. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间的长度为水平期间的长度的倍数。
15. 如权利要求14所述的液晶显示装置，其特征在于， 对第n+2行所述保持电容布线施加的保持电容信号的相位，处于比对第n行施加的保持电容信号的相位延迟l个水平期间的状态。
16. 如权利要求14所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号驱动部生成m种保持电容信号，用相同相位的保持电容信号驱动中间夹着一根保持电容布线的两根保持电容布线，至少使一 个极性持续期间为(kxm)个水平期间(k为l以上的整数)，并且，对第(n+2(k+l))行所述保持电容布线施加的保持电容信号的相位，处于 比对第n行施加的保持电容信号的相位延迟(k+l)个水平期间的状态。
17. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号中，若以一个极性持续的期间作为极性持续期间， 贝U所述极性持续期间全都相等。
18. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于，还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数 据信号，并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据 信号施加控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的 定时，从外部的信号源向所述显示控制电路隔开间隔依次输入与一根数据信 货线对应的视频数据，该显示控制电路根据极性反转，将多个视频数据作为一组，并且在该 组内的预定位置处插入虚拟数据，向虚拟数据对应的信号电位的输出分配 虚拟插入期间，向各视频数据对应的信号电位的输出分配一个水平期间， 将该一个水平期间设定为比所述间隔要短。
19. 如权利要求18所述的液晶显示装置，其特征在于， 一组的视频数据数与所述间隔之积等于对该组中虚拟数据分配的总虚拟插入期间和对所述视频数据分配的总水平期间之和。
20. 如权利要求18所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述显示控制电路在各组的最前端插入虚拟数据。
21. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于， 还具有显示控制电路，该显示控制电路向所述数据信号驱动部提供数据信号，并且向所述数据信号驱动部输入数据信号施加控制信号，该数据 信号施加控制信号控制所述数据信号驱动部对数据信号线施加数据信号的 定时，从外部的信号源向所述显示控制电路隔开间隔依次输入与一根数据信 号线对应的视频数据，该显示控制电路根据极性反转，将多个视频数据作为一组，对各组的 预定视频数据对应的信号电位的输出，在一个水平期间的基础上再分配一 个以上的虚拟插入期间，对同组的其它各视频数据对应的信号电位的输出 分配一个水平期间，将所述一个水平期间设定为比所述间隔要短。
22. 如权利要求21所述的液晶显示装置，其特征在于，一组的视频数据数与所述间隔之积等于对所述预定数据分配的总水平 期间、对所述预定数据分配的总虚拟插入期间、和对所述其它各数据分配 的总水平期间之和。
23. 如权利要求22所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述各组的预定数据是各组的第一个数据。
24. 如权利要求18所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间比所述间隔要短。
25. 如权利要求18所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间等于一个水平期间。
26. 如权利要求18所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间比一个水平期间要短。
27. 如权利要求18所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间比一个水平期间要长。
28. 如权利要求21所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间比所述间隔要短。
29. 如权利要求21所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间等于 一 个水平期间。
30. 如权利要求21所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间比 一 个水平期间要短。
31. 如权利要求21所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述虚拟插入期间比一个水平期间要长。
32. 如权利要求1或2所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号驱动部在所述保持电容信号的极性持续期间中，设置施加第一电压的期间和施加第二电压的期间，所述第二电压的极性与第 一电压的极性相同，且绝对值大于第一电压。
33. 如权利要求32所述的液晶显示装置，其特征在于， 所述保持电容信号驱动部根据所述保持电容信号中极性反转周期的长度，改变施加所述第二电压的期间及施加定时的至少一方。
34. 如权利要求12所述的液晶显示装置，其特征在于，一个块所包含的扫描信号线数为a(ot为自然数)，在一个块的扫描过程 中插入两个位置以上的插入虚拟插入期间的驱动方法中，至少用a/k(k为自 然数，a/k为整数)+2相的所述保持电容信号来驱动所述保持电容布线。
35. 如权利要求12所述的液晶显示装置，其特征在于， 一个块所包含的扫描信号线数为a(a为自然数)，对于各块的前半(x/2(a/2为自然数)根，用相同相位的保持电容信号驱动 中间夹着一根保持电容布线的两根保持电容布线，并且对于各块的后半a/2 根，也用相同相位的保持电容信号驱动中间夹着一根保持电容布线的两根 保持电容布线，从而至少用a/2k(k为2以上的整数，a/2k为整数)相的所述保 持电容信号来驱动所有保持电容布线。
36. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 在包括虚拟插入期间在内的对一个块进行扫描的期间中， 对所述保持电容信号，将保持电容信号为高电平的期间与保持电容信号为低电平的期间之差设定在一个水平期间以内。
37. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 在也包括虚拟插入期间在内的对一个块进行扫描的期间中， 对所述保持电容信号，将保持电容信号为高电平的期间与保持电容信号为低电平的期间之差与一帧期间的比设定在0.13%以下。
38. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 对于所述保持电容信号， 一帧内保持电容信号的高电平期间和低电平期间之差的绝对值在各保持电容布线中的差在一个水平期间以内。
39. 如权利要求9所述的液晶显示装置，其特征在于， 对于所述保持电容信号， 一帧内保持电容信号的高电平期间和低电平期间之差的绝对值在各保持电容布线中的差与一帧期间的比设定在0.13% 以下。
40. —种液晶显示装置的驱动方法，是有源矩阵型液晶显示装置的驱动 方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括沿行方向延伸的扫描信号线； 沿列方向延伸的数据信号线；沿行方向延伸的保持电容布线；以及设置于 扫描信号线和数据信号线的交叉部附近、与这两根布线连接的第一和第二晶体管，在各像素区域中设置第一和第二子像素电极，该第一子像素电极 与所述第一晶体管连接，并且该第二子像素电极与所述第二晶体管连接， 第一和第二子像素电极分别与不同的所述保持电容布线形成保持电容，该液晶显示装置的驱动方法的特征在于，将所述扫描信号线分成一个以上的块，并且将各块所包含的扫描信号 线进一步细分成由第奇数行扫描信号线构成的第一组、和由第偶数行扫描 信号线构成的第二组，该液晶显示装置的驱动方法包括扫描信号驱动处理，该扫描信号驱动处理通过以所述块为单位对扫描 信号线进行依次扫描，并且在各块的扫描中，对扫描信号线的各组依次进 行扫描从而实现隔行扫描，由此对扫描信号线依次施加使扫描信号线为选 择状态的栅极导通脉冲来进行驱动；数据信号驱动处理，该数据信号驱动处理对所述数据信号线施加极性 以预定的定时切换的数据信号；以及保持电容信号驱动处理，该保持电容信号驱动处理对所述保持电容布 线施加极性以预定的定时切换的保持电容信号，在所述数据信号驱动处理中，在紧接所述数据信号极性反转时刻之后 设置虚拟插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信 号的极性，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对所述数据信号线施 加的数据信号的极性相同，并且，当在所述保持电容信号驱动处理中，对彼此相邻的两根所述扫描信号 线中属于先施加栅极导通脉冲的第一组或第二组的扫描信号线施加栅极导 通脉冲的时刻开始、到对属于后施加栅极导通脉冲的第二组或第一组的扫 描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间 时，对于各保持电容信号，至少使所述相邻行写入时间差期间中的极性反 转定时在连续帧间相等。
41.一种液晶显示装置的驱动方法，是有源矩阵型液晶显示装置的驱动 方法，该有源矩阵型的液晶显示装置包括沿行方向延伸的扫描信号线； 沿列方向延伸的数据信号线；沿行方向延伸的保持电容布线；以及设置于扫描信号线和数据信号线的交叉部附近、与这两根布线连接的第一和第二晶体管，在各像素区域中设置第一和第二子像素电极，该第一子像素电极与所述第一晶体管连接，并且该第二子像素电极与所述第二晶体管连接，第一和第二子像素电极分别与不同的所述保持电容布线形成保持电容，该液晶显示装置的驱动方法的特征在于，将所述扫描信号线分成一个以上的块，并且将各块所包含的扫描信号线进一步细分成由第奇数行扫描信号线构成的第一组、和由第偶数行扫描信号线构成的第二组，该液晶显示装置的驱动方法包括扫描信号驱动处理，该扫描信号驱动处理通过以所述块为单位对扫描信号线进行依次扫描，并且在各块的扫描中，对扫描信号线的各组依次进行扫描从而实现隔行扫描，由此对扫描信号线依次施加使扫描信号线为选择状态的栅极导通脉冲来进行驱动；数据信号驱动处理，该数据信号驱动处理对所述数据信号线施加极性以预定的定时切换的数据信号；以及保持电容信号驱动处理，该保持电容信号驱动处理对所述保持电容布线施加极性以预定的定时切换的保持电容信号，在所述数据信号驱动处理中，在紧接所述数据信号极性反转时刻之后设置虚拟插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对所述数据信号线施加的数据信号的极性相同，并且，当在所述保持电容信号驱动处理中，对彼此相邻的两根所述扫描信号线中属于先施加栅极导通脉冲的第一组或第二组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、到对属于后施加栅极导通脉冲的第二组或第一组的扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间时，至少在所述相邻行写入时间差期间中，使所有的所述保持电容信号的极性反转周期一致。
42.如权利要求40或41所述的液晶显示装置的驱动方法，其特征在于，在所述数据信号驱动处理中，在紧接所述数据信号极性反转时刻之后设置虚拟插入期间，在该虚拟插入期间内对所述数据信号线施加的数据信号，与紧接该虚拟插入期间之后的水平期间内对所述数据信号线施加的数据信号相同。
43. —种电视接收机，其特征在于，具备权利要求1或2所述的液晶显示装置、和接收电视广播的调谐器部。
全文摘要
栅极驱动器在紧接数据信号极性反转时刻之后设置虚拟插入期间，即不对扫描信号线施加栅极导通脉冲的期间。CS控制电路对于相邻两根扫描信号线，从对先施加栅极导通脉冲的奇数行或偶数行扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻开始、直到对后施加栅极导通脉冲的偶数行或奇数行扫描信号线施加栅极导通脉冲的时刻为止的期间为相邻行写入时间差期间，则至少在所述相邻行写入时间差期间中，使所有CS信号的极性反转周期一致。从而，提供一种不受极性反转时数据信号的波形钝化以及保持电容信号的波形钝化的影响、可以抑制显示不均匀等而进行高显示质量显示的液晶显示装置。
文档编号G09G3/20GK101681606SQ20088001847
公开日2010年3月24日 申请日期2008年3月27日 优先权日2007年6月12日
发明者下敷领文一, 入江健太郎, 北山雅江, 山田直, 津幡俊英 申请人:夏普株式会社