基于LLC的一体化脉冲MIG焊电源系统及其控制方法与流程

本发明涉及数字化焊接电源技术领域，具体涉及一种基于llc的一体化脉冲mig焊电源系统及其控制方法。

背景技术：

脉冲mig(metalinert-gaswelding，熔化极惰性气体保护焊)焊技术较多用于高性能的自动焊场合，它集高效优质和自动化于一体，它的突出优点表现为：焊接电流调节范围比较宽，包括短路过渡到喷射过渡的所有电流区域，既能焊接厚板，也能焊接薄板，焊接薄板时与短路过渡比较熔透性好、变形小、焊接效率高；采用脉冲电流后，可采用较小的平均电流进行焊接，平均电流比mig焊时的连续电流喷射过渡的临界电流低，因此母材的热输入量低，焊接变形小，适用于全位置焊接；熔滴过渡过程可控性比较强；焊接时无飞溅(或基本无飞溅)、弧长短，轴向性好、熔敷效率高、焊缝成形好，焊缝表面宽而平坦、焊接烟尘小。因此脉冲mig焊在生产上得到了重视，特别是机器人焊接时对焊接质量和精度要求比较高的场合更是如此。在今后一段时间内，脉冲mig焊将在主要工业国家的焊接中进一步代替手工电弧焊和co2焊，应用范围将越来越广泛。

近年来随着市场竞争的日趋激烈，提高焊接生产效率、保证产品质量、实现焊接生产的自动化、智能化越来越受到焊接生产企业的重视，特别是机器人焊接时对焊接质量和精度要求比较高的场合更是如此。加上现代人工智能技术、数字化信息处理技术、计算机视觉技术等高新技术的融入，也促使脉冲mig焊技术正朝着焊接高速高效化、焊接控制数字化、控制系统智能化方向发展。

目前脉冲mig焊电源主电路可分为硬开关和移相全桥软开关形式。硬开关电路功率器件开通和关断的过程中电压和电流会有一部分重叠在一起，造成开关损耗，导致效率低，带来电磁污染，因此每个功率器件都需要外接缓冲吸收电路，导致电路繁杂。移相全桥软开关电路在开关管开通阶段使用移相控制，让电流滞后电压，可以实现功率开关管零电压开通，但存在轻载时滞后桥臂难以实现软开关；且副边整流二极管不能实现零电流关断，造成开关损耗，存在反向恢复问题并导致振铃电压尖峰难以处理，恶化整机可靠性，因此副边整流二极管需要外接缓冲吸收电路；当重载时，原边电流过大导致的副边占空比丢失更加严重，使得电源能量没有得到充分的利用，并使得电压振铃进一步加剧。这大大增加电能的损耗，愈发跟不上当前市场上要求越来越高的节能化需求。

与硬开关和移相全桥软开关技术相比较，llc谐振变换器不但具有原边mosfet功率开关管零电压开通特性，同时能实现副边整流二极管的零电流关断和低耐压要求，副边整流二极管零电流关断克服反向恢复损耗，产生的电磁干扰小，容易解决传导和辐射问题，而且其掉电维持时间特性比较好，损耗低，转换效率更高。当llc谐振变换器工作在谐振频率时，其增益和负载无关，在这个工作条件下，原边的电流接近正弦电流、原边mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor,金属-氧化物-半导体场效应晶体管)功率开关管可以实现零电压开通、副边整流二极管可以实现零电流关断，原副边的功率器件都得到最优的利用，效率最高，电磁干扰也最小，谐振频率为llc谐振电路的最佳工作点。

采用llc谐振变换器拓扑结构的脉冲mig焊电源，需要采用多台子模块经协同控制为电弧负载供电。多台子模块要实现协同控制，必须在工作过程中进行数据通信，通常采用can现场总线逐脉冲通信的方式，但该方式软硬件设计复杂，成本高，容易受到外界干扰，不利于焊接过程的稳定。

由此可见，现有的基于llc谐振变换器拓扑结构的数字化焊接电源主要有以下几个方面的缺点：

(1)结构复杂。多台子模块控制系统相互独立，两个控制系统之间通过通信协议来进行数据交换实现子模块控制系统之间的协同控制。分体式系统结构复杂，体积庞大，控制系统软硬件复杂。

(2)系统不够稳定。分体式控制系统采用通信协议的方式进行数据交换实现电源之间的协同控制，该方式容易受到外界干扰，不利于焊接过程的稳定。

目前市面上缺乏一种结构简单，系统稳定高效的脉冲mig焊电源系统。基于llc的一体化脉冲mig焊电源系统，可通过单一控制系统实现子模块控制系统的调节和电流脉冲相位的协同控制，避免了上述缺陷。

技术实现要素：

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本发明提供一种基于llc的一体化脉冲mig焊电源系统及其控制方法。

本发明的目的至少通过如下技术方案实现。

一种基于llc的一体化脉冲mig焊电源系统，包括三相交流输入电网、人机界面模块、主控制模块，脉冲峰值模块、脉冲基值模块和电弧负载；

所述脉冲基值模块由一个脉冲基值子模块组成，所述脉冲峰值模块由若干个脉冲峰值子模块并联组成，所述脉冲峰值子模块包括主电路、驱动模块、故障保护模块、电压电流检测模块；所述主控制模块包括dsp(digitalsignalprocessor，数字信号处理器)数字化控制模块，所述dsp数字化控制模块分别与故障保护模块、驱动模块和电压电流检测模块相连接，所述故障保护模块及电压电流检测模块分别与主电路的输入端及输出端连接；

所述主电路包括依次连接的输入整流滤波模块、llc谐振模块、功率变压器模块和输出整流滤波模块，所述输入整流滤波模块与三相交流输入电网连接，所述输出整流滤波模块与电弧负载连接；

所述主控制模块分别与脉冲基值模块和脉冲峰值模块相连接，所述主控制模块根据脉冲时序控制驱动模块，从而实现对脉冲基值模块和脉冲峰值模块满载输出的开关切换，所述脉冲峰值模块中若干个子模块同时工作输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流，此阶段脉冲基值模块无输出；所述脉冲基值模块中一个子模块工作输出脉冲基值电压和脉冲基值电流，此阶段脉冲峰值模块无输出，从而保证所有子模块llc谐振模块工作于谐振频率最佳工作点。

所述主控制模块中设有dsp数字化控制模块，所述脉冲基值模块和脉冲峰值模块中的电压电流检测模块分别采集各个子模块的实时电压电流信号，并将电压电流采样信号通过电压电流检测模块送入dsp数字化控制模块，所述dsp数字化控制模块设置各个子模块的电流给定值，该电流给定值与各个子模块的实时电流反馈值比较产生偏差量，偏差量分别经防积分饱和pi算法后得到输出量分别调节脉冲基值模块和脉冲峰值模块各个子模块的pfm(pulsefrequencymodulation，脉冲频率调制)。

所述dsp数字化控制模块采用tms320f28335数字信号处理器，所述数字信号处理器内嵌事件管理器，所述事件管理器具有脉冲频率调制单元，通过单一dsp产生多路pfm信号实现对脉冲基值模块和脉冲峰值模块的交替控制。

所述llc谐振模块由逆变网络和llc谐振网络构成，所述逆变网络由四个功率开关管和第一电容构成；所述四个功率开关管均为mosfet功率开关管，分别为第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管及第四功率开关管；所述第一功率开关管ds极分别与第二功率开关管d极和第三功率开关管d极相连接，所述第二功率开关管ds极分别与第一功率开关管d极和第四功率开关管d极相连接，所述第三功率开关管ds极分别与第一功率开关管s极和第四功率开关管s极相连接，所述第四功率开关管ds极分别与第二功率开关管s极和第三功率开关管s极相连接。

所述llc谐振网络包括谐振电感、励磁电感和谐振电容，所述谐振电感、励磁电感、谐振电容和等效负载依次串联构成谐振腔，所述等效负载是由功率变压器模块、输出整流滤波模块和电弧负载构成。

所述故障保护模块包括相互连接的过压检测电路、欠压检测电路、过流检测电路、过温检测电路和门电路。

所述输出整流滤波模块包括第一整流二极管、第二整流二极管和第二电容。

所述llc谐振模块工作于谐振频率最佳工作点，工作在四个不同的工作模态上：

所述llc谐振模块在第一工作模态时，所述第一功率开关管及第四功率开关管开通，所述三相交流输入电网为谐振腔提供能量，谐振电流流经第一功率开关管及第四功率开关管，变压器原边提供给负载的电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流先负后正，变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管开通，第二整流二极管关断，所述励磁电感被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升；

所述llc谐振模块在第二工作模态时，所述第一功率开关管及第四功率开关管关断，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第二功率开关管及第三功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第二功率开关管及第三功率开关管ds极之间的电压为零，变压器原边电压极性转换，下正上负，所述第二整流二极管开始开通，励磁电感重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程；

所述llc谐振模块在第三工作模态时，所述第二功率开关管及第三功率开关管开通，所述第二功率开关管及第三功率开关管的ds极之间电压为零，因此第二及第三功率开关管是零电压开通，励磁电流先正后负，励磁电感不参与谐振，励磁电流线性下降，变压器上负下正，第一整流二极管关断、第二整流二极管开通，第二整流二极管电流上升后下降，为下一工作模态第一整流二极管零电流关断提供条件；

所述llc谐振模块在第四工作模态时，所述第二功率开关管及第三功率开关管关断，所述第四功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第三功率开关管体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第一功率开关管及第四功率开关管寄生反并联二极管续流，所述第一功率开关管及第四功率开关管ds极之间的电压为零，为所述第一功率开关管及第四功率开关管零电压开通提供条件，变压器上正下负，第一整流二极管开通、第二整流二极管关断，由于上一工作模态的第二整流二极管电流下降为零，所以第二整流二极管零电流关断，第一整流二极管电流上升。

所述脉冲基值模块和脉冲峰值模块中若干个子模块的输出电流相位进行调节，增大功率输出的同时减轻电网负担。

所述脉冲基值模块和脉冲峰值模块中若干个子模块采用并联冗余配置方案。

所述脉冲基值模块和所述脉冲峰值模块中功率变压器模块采用不同变比的变压器，所述不同变比的变压器实现脉冲基值模块低电压满载输出和脉冲峰值模块高电压满载输出。

所述主控制模块通过can(controllerareanetwork,can总线)通信与人机界面模块相连接，所述人机界面模块包括arm(advancedriscmachines)芯片和lcd屏。arm芯片采用32位处理器stm32f103zet6，作为人机界面的控制核心，实现人机交互、实时显示和监控，提高系统的智能性。

一种基于llc的一体化脉冲mig焊电源控制方法，所述的控制方法包括如下步骤：

1)焊接电源经过初始化并与人机界面验证通信后，焊接电源判断焊枪开关断合，若焊枪开关闭合则执行下一步骤，否则继续等待下一次人机交互指令；

2)若焊枪开关闭合，则先进行气阀送气，再慢送丝引弧，检测电流是否超过一定阈值，若未超过阈值，则继续重复慢送丝引弧，并检测电流，若超过一定阈值，则进入脉冲基值和峰值切换时序控制，以及脉冲基值模块恒流和脉冲峰值模块并联均流恒流控制；

3)主控制模块根据脉冲时序对脉冲基值模块和脉冲峰值模块满载输出的开关切换，当脉冲峰值输出时，若干个脉冲峰值子模块同时工作，输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流，此阶段脉冲基值模块无输出；当脉冲基值输出时，脉冲基值模块中一个子模块工作，输出脉冲基值电压和脉冲基值电流，此阶段脉冲峰值模块无输出，从而保证所有子系统llc谐振模块工作于谐振频率最佳工作点，工作于谐振频率最佳工作点时，llc谐振模块的增益和负载无关，原边电流接近正弦电流、原边mosfet功率开关管实现零电压开通、副边整流二极管实现零电流关断。

进一步的，在焊接过程中，焊接电源与人机界面通信和不断检测焊枪开关信号，当检测到焊枪断开信号后，焊接电源进入收弧控制并发送收弧信号，进入收弧阶段。

本发明与现有技术相比，具有如下优点：

(1)系统结构简单，本发明通过以一体化方式实现了基于llc谐振变换器拓扑结构的脉冲mig焊电源系统，消除了分体式系统结构复杂，体积庞大，控制系统软硬件复杂的缺点；

(2)抗干扰能力强，本发明中的主控制模块统一对焊接电源系统的脉冲基值模块和脉冲峰值模块进行控制，本发明结构简单，同时，控制功能主要通过内部算法实现，解决了分体式脉冲mig焊电源控制系统子系统相互通信容易受干扰的问题；

(3)本发明采用llc谐振技术，实现了全范围的软开关，大大减少了功率管的开关损耗和电应力，改善了工作条件，降低了电磁干扰，提高了整机效率。

附图说明

图1是本发明的电路结构示意图；

图2是本发明的主电路原理图；

图3是本发明脉冲峰值模块与脉冲基值模块和主控制模块与人机界面模块通信示意图；

图4是本发明的驱动模块原理图；

图5是本发明的脉冲周期时序图；

图6是本发明的dsp数字化控制模块流程图。

其中：1-脉冲峰值模块，2-脉冲基值模块，10-脉冲峰值子模块，20-脉冲基值子模块，101-主控制模块，102-故障保护模块，103-驱动模块，104-输入整流滤波模块，105-llc谐振模块，106-功率变压器模块，107-输出整流滤波模块，108-电压电流检测模块，110-三相交流输入电网，200-人机界面模块，300-电弧负载。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

如图1所示，一种基于llc的一体化脉冲mig焊电源系统，包括三相交流输入电网110、人机界面模块200、主控制模块101，脉冲峰值模块1、脉冲基值模块2和电弧负载300；

所述脉冲峰值模块1包括若干个脉冲峰值子模块10，所述脉冲基值模块2包括一个脉冲基值子模块20，所述脉冲峰值子模块10和脉冲基值子模块20包括主电路、驱动模块103、故障保护模块102、电压电流检测模块108；所述主控制模块101包括dsp数字化控制模块，所述dsp数字化控制模块分别与各个子模块故障保护模块102、驱动模块103和电压电流检测模块108相连接，所述故障保护模块102与主电路的输入端连接；所述电压电流检测模块108与主电路的输出端连接；

所述主电路包括依次连接的输入整流滤波模块104、llc谐振模块105、功率变压器模块106和输出整流滤波模块107，所述输入整流滤波模块104与三相交流输入电网110连接，所述输出整流滤波模块107与电弧负载300连接；

所述主控制模块101分别与脉冲基值模块2和脉冲峰值模块1相连接，所述主控制模块101根据脉冲时序控制驱动模块103，从而实现对脉冲基值模块2和脉冲峰值模块1满载输出的开关切换，所述脉冲峰值模块1中若干个子模块同时工作输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流，此阶段脉冲基值模块2无输出；所述脉冲基值模块2中的子模块工作输出脉冲基值电压和脉冲基值电流，此阶段脉冲峰值模块1无输出。

所述主控制模块101中设有dsp数字化控制模块，所述脉冲基值模块2和脉冲峰值模块1中的电压电流检测模块108分别采集各自子模块的实时电压电流信号，并将电压电流采样信号送入dsp数字化控制模块，所述dsp数字化控制模块设置各个子模块的电流给定值，该电流给定值与各个子模块的实时电流反馈值比较产生偏差量，偏差量分别经防积分饱和pi算法后得到输出量分别调节脉冲基值模块2和脉冲峰值模块1中各个子模块的pfm。

所述dsp数字化控制模块采用tms320f28335数字信号处理器，所述数字信号处理器内嵌事件管理器，所述事件管理器具有脉冲频率调制单元，通过单一dsp产生多路pfm信号实现对脉冲基值模块2和脉冲峰值模块1的交替控制。

如图2所示，所述llc谐振模块105包括逆变网络和llc谐振网络，所述逆变网络包括四个功率开关管和第一电容；所述四个功率开关管均为mosfet管，分别为第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管。

所述llc谐振网络包括谐振电感、励磁电感和谐振电容，所述谐振电感、励磁电感、谐振电容和等效负载一起构成谐振腔，所述谐振电感、励磁电感、谐振电容通过串联方式连接，所述等效负载包括功率变压器模块106、输出整流滤波模块107和电弧负载300。

所述故障保护模块102包括相互连接的过压检测电路、欠压检测电路、过流检测电路、过温检测电路和门电路。

所述输出整流滤波模块107包括第一整流二极管d1、第二整流二极管d2和第二电容c2。

所述llc谐振模块105包括逆变网络和llc谐振网络，所述逆变网络包括四个功率开关管和第一电容c1；所述四个功率开关管均为高压mosfet管，分别为第一功率开关管v1、第二功率开关管v2、第三功率开关管v3和第四功率开关管v4。

所述四个功率开关管由驱动模块103提供pfm变频信号交替控制开通和关断，所述第一功率开关管v1和第四功率开关管v4，同时开通同时关断，所述第二功率开关管v2和第三功率开关管v3，同时开通同时关断，且v1与v4和v2与v3交替开通和关断，同一桥臂的两个功率开关管v1与v3之间和v2与v4之间存在死区时间，所述llc谐振网络包括谐振电感lr、励磁电感lm和谐振电容cr，所述谐振电感lr、励磁电感lm、谐振电容cr和等效负载一起组成谐振腔。

本实施例中变压器是指功率变压器模块106，其中，脉冲基值模块2和脉冲峰值模块1中功率变压器模块106采用不同变比的变压器，所述不同变比的变压器实现脉冲基值模块2低电压满载输出和脉冲峰值模块1高电压满载输出。

所述llc谐振模块105工作于谐振频率最佳工作点，工作在四个不同的工作模态上。

所述llc谐振模块105在第一工作模态时，所述第一功率开关管v1和第四功率开关管v4开通，所述三相交流输入电网为谐振腔提供能量，谐振电流流经第一功率开关管v1和第四功率开关管v4，变压器原边提供给负载的电流等于谐振电流减去励磁电流，励磁电流先负后正，所述变压器副边电压上正下负，所述第一整流二极管d1开通，第二整流二极管d2关断，所述励磁电感lm被输出电压箝位，不参与谐振过程，所述励磁电流线性上升。

所述llc谐振模块105在第二工作模态时，所述第一功率开关管v1和第四功率开关管v4关断，所述第三功率开关管v3体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第四功率开关管v4体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第二功率开关管v2和第三功率开关管v3寄生反并联二极管续流，所述第二功率开关管v2和第三功率开关管v3的ds极之间的电压为零，为实现第二功率开关管v2和第三功率开关管v3零电压开通创造了条件，所述变压器原边电压极性转换，下正上负，所述第二整流二极管d2开始开通，励磁电感lm重新被副边输出电压箝位，不参与谐振过程。

所述llc谐振模块105在第三工作模态时，所述第二功率开关管v2和第三功率开关管v3开通，所述第二与第三功率开关管的ds极之间电压为零，因此第二功率开关管v2和第三功率开关管v3是零电压开通，励磁电流先正后负，励磁电感不参与谐振，励磁电流线性下降，变压器上负下正，第一整流二极管d1关断、第二整流二极管d2开通，第二整流二极管d2电流上升后下降，为下一工作模态第二整流二极管d2零电流关断提供条件。

所述llc谐振模块105在第四工作模态时，所述第二功率开关管v2和第三功率开关管v3关断，所述第四功率开关管v4体内寄生输出电容电荷被谐振腔抽为零，所述第三功率开关管v3体内寄生输出电容电荷被谐振腔充满至电源电压，并且所述第一功率开关管v1和第四功率开关管v4寄生反并联二极管续流，为所述第一功率开关管v1和第四功率开关管v4零电压开通提供条件，变压器上正下负，第一整流二极管d1开通、第二整流二极管d2关断，由于上一工作模态的第二整流二极管d2电流下降为零，所以第二整流二极管d1零电流关断，第一整流二极管d1电流上升。

如图3所示，若干个脉冲峰值子模块10与脉冲基值子模块20均与主控制模块101相连，所述主控制模块101通过can现场总线与人机界面模块200相连接。主控制模块101根据脉冲时序实现对脉冲基值子模块20和脉冲峰值子模块10满载输出的开关切换。所述脉冲峰值模块1若干个子模块的正弦电流相位进行调节，增大功率输出的同时减轻电网负担。所述人机界面模块200包括arm芯片和lcd屏。arm芯片采用32位处理器stm32f103zet6，作为人机界面的控制核心，实现人机交互、实时显示和监控，提高系统的智能性。

图4是本发明中的mosfet全桥llc驱动模块原理图。驱动模块103原边采用了高速mosfetn1b～n4b组成的图腾柱式推动结构，能对dsp数字化控制模块发送过来的驱动脉冲pfm_1和pfm_2实现快速切换并加大驱动功率。驱动模块103副边采用了稳压管d9b～d10b、d16b～d17b、d23b～d24b、d30b～d31b对驱动脉冲进行稳压钳位，以防止经过驱动变压器t1b和t2b转换得到的驱动脉冲幅值过高损坏变换器原边变换电路高压mosfetv1～v4；电容c7b～c10b对高压mosfetv1～v4进行加速驱动，以尽量消除开通时刻mosfet米勒效应带来的开通延时不利影响；d13b与v1b、d20b与v2b、d27b与v3b、d34b与v4b组成的快速放电回路能在驱动脉冲关断时间加速脉冲后沿关断，消除关断时刻mosfet米勒效应引起的二次开通。

图5所示是本发明的脉冲周期时序图。一个脉冲周期包含2个阶段：脉冲峰值tp阶段和脉冲基值tb阶段。所述主控制模块101根据脉冲时序对脉冲基值模块2和脉冲峰值模块1满载输出的开关切换。脉冲峰值tp阶段输出时，脉冲峰值模块1中若干个子模块同时工作，输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流，此阶段脉冲基值模块2无输出；脉冲基值tb阶段输出时只有脉冲基值模块2一个子模块20工作，输出脉冲基值电压和脉冲基值电流，此阶段脉冲峰值模块1无输出，从而保证所有子模块llc谐振模块105工作于谐振频率最佳工作点。工作于谐振频率最佳工作点时，llc谐振模块105的增益和负载无关，原边电流接近正弦电流、原边mosfet功率开关管可以实现零电压开通、副边整流二极管可以实现零电流关断，原副边的功率器件都得到最优的利用，效率最高，电磁干扰也最小。

一种基于llc的一体化脉冲mig焊电源系统，所述的控制方法包括如图6所示的步骤：

1)dsp和电源系统经过初始化，主控模块与人机界面can通信后，焊接电源判断焊枪开关断合，若焊枪开关闭合则执行下一步骤，否则继续等待下一次人机交互指令；

2)进行气阀送气，进入引弧控制过程：慢送丝引弧，检测电流i是否超过一定阈值(60a)，若未超过阈值，则继续重复慢送丝引弧，并检测电流，若超过一定阈值，则进入脉冲基值和峰值切换时序控制；并进行脉冲基值模块2恒流和脉冲峰值模块1并联均流恒流控制；

3)主控制模块101根据脉冲时序实现对脉冲基值模块2和脉冲峰值模块1满载输出的开关切换，当脉冲峰值输出时，脉冲峰值模块1中若干个子模块同时工作，输出脉冲峰值电压和脉冲峰值电流，此阶段脉冲基值模块2无输出；当脉冲基值输出时，脉冲基值模块2中一个子模块20工作，输出脉冲基值电压和脉冲基值电流，此阶段脉冲峰值模块1无输出，从而保证所有子模块llc谐振模块105工作于谐振频率最佳工作点，工作于谐振频率最佳工作点时，llc谐振模块105的增益和负载无关，原边电流接近正弦电流、原边mosfet功率开关管实现零电压开通、副边整流二极管实现零电流关断。

在焊接过程中，焊接电源与人机界面通信和不断检测焊枪开关信号，当检测到焊枪断开信号后，焊接电源进入收弧控制并发送收弧信号，进入收弧控制阶段，图6中的a表示流程图的转折标记。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。