一种通用型非接触充电桩及其控制方法与流程

本发明涉及非接触充电的技术领域，尤其涉及一种通用型非接触充电桩及其控制方法。

背景技术

面向不同车型、不同电压等级和不同额定充电功率的电动汽车，如何使非接触充电桩保持最优传输效率是研究的关键。

电动汽车的通用无线充电桩要向不同车型、不同电压等级、不同功率的电池充电。其额定输出电压从48v到600v不等，输出的功率范围在数十瓦至数十千瓦之间变化。其负载通常为锂电池或铅酸蓄电池，充电过程可分为三个阶段：涓流充电、恒流充电和恒压充电。充电过程中电池的等效电阻从几欧姆到几百欧姆之间变化。传统的无线充电系统面临的主要问题是轻载状态下易产生混沌现象且效率明显低于重载状态的效率。重载状态下能够正常工作的无线充电系统往往在轻载条件下易于出现电路击穿损毁的极端情况。

因此，研究通用型充电桩在无线充电系统轻载条件下提高充电效率的拓扑结构和控制策略具有重要的理论意义和应用价值。

如果采用dc-ac变换电路变占空比调节输出功率的方法，当原边斩波电路的占空比较小时，会引起无线变压器发射线圈电流波形失真；谐波分量严重脱离无线变压器的谐振频率，直接影响开关管的换流，导致开关管脱离软开关状态增加损耗。

技术实现要素：

针对现有采用dc-ac变换电路变占空比调节输出功率的方法容易引起无线变压器发射线圈电流波形失真，且易导致开关管脱离软开关状态增加损耗技术问题，本发明提出一种通用型非接触充电桩及其控制方法，采用原边控制器改变电路拓扑结构的方式和间断性斩波调节输出功率的方法，可有效提高了轻载效率，且不改变原边dc-ac变换电路的占空比。

为了达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：一种通用型非接触充电桩，包括dc-ac变换电路、非接触变压器原边组、原边控制器、非接触变压器副边组和车载充电电路，dc-ac变换电路的输入端与直流电源相连接，dc-ac变换电路与非接触变压器原边组相连接，非接触变压器原边组与非接触变压器副边组通过电磁耦合相连接，非接触变压器副边组与车载充电电路相连接，非接触变压器副边组与车载充电电路安装在汽车上；所述dc-ac变换电路的输入端上设有电压检测电路和电流检测电路，电压检测电路和电流检测电路均与原边控制器相连接，原边控制器与dc-ac变换电路相连接。

所述直流电源为直流电压uh，dc-ac变换电路将直流电压uh变换成单相高频交流电压uab或三相高频交流电压uab、ubc、uca，单相高频交流电压uab或三相高频交流电压uab、ubc、uc给非接触变压器原边组的原边线圈供电，原边线圈将感应的能量传递到非接触变压器副边组，非接触变压器副边组产生感应电压us1、us2、us3，感应电压us1、us2、us3给车载充电电路供电；所述电压检测电路检测直流电压uh并将处理后的参考电压信号xu1传送给原边控制器，电压信号xu1为直流电压且与直流电压uh对应成比例，uh=k1·xu1；电流检测电路检测dc-ac变换电路输入端的有效电流ih并将处理后的信号xi1传送给原边控制器，信号xi1与电流ih对应成比例，电流ih=k2·xi1；其中，k1、k2为比例系数；原边控制器根据检测到参考电压信号xu1和信号xi1控制dc-ac变换电路输出的单相高频交流电压uab或三相高频交流电压uab、ubc、uca。

所述dc-ac变换电路为三相全桥式变换电路i、三相全桥式变换电路ii、三相全桥式变换电路iii或三相全桥式变换电路iv；

所述三相全桥式变换电路i包括开关管s11~s16和二极管d11~d16，每个开关管上均反并联一个二极管，开关管s11和开关管s12串联连接的支路、开关管s13和开关管s14串联连接的支路与开关管s15和开关管s16串联连接的支路并联连接、且与直流电压uh相连接；开关管s11和开关管s12的中点、开关管s13和开关管s14的中点与开关管s15和开关管s16的中点分别为三个输出端；

所述三相全桥式变换电路ii包括电感l2、开关管s21~s26和二极管d21~d26，每个开关管上均反并联一个二极管，开关管s21和开关管s22串联连接的支路、开关管s23和开关管s24串联连接的支路与开关管s25和开关管s26串联连接的支路并联连接，开关管s21、开关管s23和开关管s25通过电感l2与直流电压uh相连接；开关管s21和开关管s22的中点、开关管s23和开关管s24的中点与开关管s25和开关管s26的中点分别为三个输出端；

所述三相全桥式变换电路iii包括电容c31~c32、开关管s31~s36和二极管d31~d36，每个开关管均反并联一个二极管，电容c31和电容c32串联连接形成的支路、开关管s31和开关管s32串联连接形成的支路、开关管s33和开关管s34串联连接的支路与开关管s35和开关管s36串联的支路并联连接、且与直流电压uh相连接；开关管s31和开关管s32的中点、开关管s33和开关管s34的中点、开关管s35和开关管s36的中点、电容c31和c32的中点分别为四个输出端，电容c31和c32的中点为输出交流电压uab、ubc、uca的中性点；

所述三相全桥式变换电路iv包括电感l4、电容c41~c42、开关管s41~s46和二极管d41~d46，每个开关管均反并联一个二极管；直流电压uh与电感l4相连接，电感l4分别与电容c41、开关管s41、开关管s43和开关管s45相连接，电容c41和电容c42串联连接形成的支路、开关管s41和开关管s42串联连接形成的支路、开关管s43和开关管s44串联连接形成的支路与开关管s45和开关管s46串联连接形成的支路并联连接；开关管s41和开关管s42的中点、开关管s43和开关管s44的中点、开关管s45和开关管s46的中点、电容c41和c42的中点分别为四个输出端，电容c41和电容c42的中点为输出交流电压uab、ubc、uca的中性点。

所述非接触变压器原边组包含有补偿电路；非接触变压器原边组为非接触变压器原边电路i、非接触变压器原边电路ii、非接触变压器原边电路iii或非接触变压器原边电路iv；

所述非接触变压器原边电路i包括电容cp11~cp13和原边线圈lp11~lp13，原边线圈lp11~lp13首尾依次连接构成三角形，原边线圈lp11和原边线圈lp13的中点与电容cp11的一端相连接，电容cp11的另一端与输入端a相连接；原边线圈lp11和原边线圈lp12的中点与电容cp12的一端相连接，电容cp12的另一端与输入端b相连接；原边线圈lp12和原边线圈lp13的中点与电容cp13的一端相连接，电容cp13的另一端与输入端c相连接；

所述非接触变压器原边电路ii包括电容cp21~cp23和原边线圈lp21~lp23，原边线圈lp21~lp23首尾依次连接构成三角形，电容cp21与原边线圈lp21并联连接，电容cp22与原边线圈lp22并联连接，电容cp23与原边线圈lp23并联连接；原边线圈lp21和原边线圈lp23的中点与输入端a连接；原边线圈lp21和原边线圈lp22的中点与输入端b连接；原边线圈lp22和原边线圈lp23的中点与输入端c连接；

所述非接触变压器原边电路iii包括电容cp31~cp33和原边线圈lp31~lp33，电容cp31一端与输入端a相连接，电容cp31另一端与原边线圈lp31串联；电容cp32一端与输入端b相连接，电容cp32另一端与原边线圈lp32串联，电容cp33一端与输入端c相连接，电容cp33另一端与原边线圈lp33串联；所述原边线圈lp31~lp33均与输入端o相连接；

所述非接触变压器原边电路iv包括电容cp41~cp43和原边线圈lp41~lp43，电容cp41与原边线圈lp41并联连接，电容cp42与原边线圈lp42并联连接，电容cp43与原边线圈lp43并联连接；原边线圈lp41的一端与输入端a相连接、另一端与输入端o相连接，原边线圈lp42的一端与输入端b相连接、另一端与输入端o相连接，原边线圈lp43的一端与输入端c相连接连接、另一端与输入端o相连接。

所述原边控制器具有三种原边控制传输功率的调节方法：

第一种功率调节方法是原边控制器输出控制信号控制dc-ac变换电路的输出电压相数，输出三相高频交流电压uab、ubc和uca；

第二种功率调节方法是原边控制器输出控制信号控制dc-ac变换电路的输出电压相数，输出单相高频交流电压uab，且dc-ac变换电路工作在能量注入模式，始终将能量注入非接触变压器原边组；

第三种功率调节方法是原边控制器输出控制信号控制dc-ac变换电路输出单相高频交流电压uab，原边控制器控制dc-ac变换电路的开关管的斩波占空比在1/2和0这两个值跳跃式改变；当占空比近似为1/2时，单相高频交流电压uab近似为方波，非接触变压器原边组的输出电压up1波形接近正弦波，dc-ac变换电路工作在能量注入模式；当占空比为0时，单相高频交流电压uab接近于零，非接触变压器原边组的原边线圈与补偿电容工作在自由振荡模式，非接触变压器原边组的输出电压up1波形接近正弦波，且输出的振荡电流ip1峰值逐渐衰减。

所述dc-ac变换电路为三相全桥式变换电路i，三相全桥式变换电路i开关管s11~s16和二极管d11~d16，非接触变压器原边组为非接触变压器原边电路i，非接触变压器原边电路i电容cp11~cp13和原边线圈lp11~lp13，非接触变压器副边组包括副边线圈ls1~ls3；直流电压uh的正极分别与开关管s11、开关管s13和开关管s15的发射极相连接，开关管s12、开关管s14和开关管s16的集电极与直流电压uh的负极相连接，开关管s11的集电极与开关管s12的发射极相连接，开关管s13的集电极与开关管s14的发射极相连接，开关管s15的集电极与开关管s16的发射极相连接，二极管d11的正极与开关管s11的集电极相连接，二极管d11的负极与开关管s11的发射极相连接，二极管d12的正极与开关管s12的集电极相连接，二极管d12的负极与开关管s12的发射极相连接，二极管d13的正极与开关管s13的集电极相连接，二极管d13的负极与开关管s13的发射极相连接，二极管d14的正极与开关管s14的集电极相连接，二极管d14的负极与开关管s14的发射极相连接，二极管d15的正极与开关管s15的集电极相连接，二极管d15的负极与开关管s15的发射极相连接，二极管d16的正极与开关管s16的集电极相连接，二极管d16的负极与开关管s16的发射极相连接；开关管s11和开关管s12的中点与电容cp11相连接，电容cp11与原边线圈lp11和原边线圈lp13的中点相连接，开关管s13和开关管s14的中点与电容cp12相连接，电容cp12与原边线圈lp11和原边线圈lp12的中点相连接，开关管s15和开关管s16的中点与电容cp13相连接，电容cp13与原边线圈lp12和原边线圈lp13的中点相连接，原边线圈lp11~lp13首尾依次连接构成三角形；原边线圈lp11与副边线圈ls1耦合连接，原边线圈lp12与副边线圈ls2耦合连接，原边线圈lp13与副边线圈ls3耦合连接，副边线圈ls1~ls3的输出端分别与车载充电电路相连；所述电压检测电路并联在直流电压uh的两端，电流检测电路串联在三相全桥式变换电路i的输入端，电压检测电路和电流检测电路均与原边控制器相连接，原边控制器分别与开关管s11~s16的基极相连接。

所述第一种功率调节方法中：原边控制器控制三相全桥式变换电路i的开关管s11和开关管s12交替导通，开关管s13和开关管s14交替导通，开关管s15和开关管s16交替导通；开关管s11和开关管s12、开关管s13和开关管s14、开关管s15和开关管s16的占空比均小于1/2；开关管s13的相位比开关管s11的相位滞后120º，开关管s15的相位比开关管s13的相位滞后120º；三相全桥式变换电路i输出的交流电压ubc的相位比交流电压uab的相位滞后120º，交流电压uca的相位比交流电压ubc的相位滞后120º；交流电压uab、ubc、uca给非接触变压器原边电路i提供高频交流电压，经过补偿电路补偿后，原边线圈lp1、原边线圈lp2和原边线圈lp3两端分别得到近似正弦波的输出电压up1、输出电压up2和输出电压up3，输出电压up2的起始相位比输出电压up1的起始相位滞后120º，输出电压up3的起始相位比输出电压up2的起始相位滞后120º，输出电压up1、up2和up3幅值相同；

第二种功率调节方法：原边控制器控制三相全桥式变换电路i的开关管s11和开关管s12交替导通、开关管s13和开关管s14交替导通，开关管s11和s12的占空比、开关管s13和s14的占空比均小于1/2，开关管s15和开关管s16一直关断；开关管s13的起始相位比开关管s11的起始相位滞后180º；开关管s11~s14斩波产生交流电压uab，交流电压ubc和电压uca的叠加与交流电压uab反相且幅值为交流电压uab的1/2；交流电压uab、ubc和uca给非接触变压器原边电路i提供高频交流电压，非接触变压器原边电路i的补偿电路进行补偿后，原边线圈lp1、lp2和lp3两端分别得到近似正弦波的输出电压up1、up2和up3，输出电压up2的起始相位比输出电压up1滞后180º，输出电压up3的起始相位与电压up2的起始相位相同；

第三种功率调节方法：原边控制器控制三相全桥式变换电路i的开关管s11~s14的通断、开关管s15和开关管s16一直断开，三相全桥式变换电路i的开关管s11~s16的斩波占空比在1/2和0这两个值之间跳跃式改变，三相全桥式变换电路i运行在能量注入模式和自由振荡模式之间交替变换；能量注入模式和自由振荡模式总共分为四类：

工作模式：能量注入模式，开关管s11和开关管s14导通，开关管s12、开关管s13、开关管s15和开关管s16断开，电流ih经电源电压uh的正极流入三相全桥式变换电路i，流过开关管s11和电容cp11后分两路，一路经原边线圈lp11，另一路经原边线圈lp13和原边线圈lp12，两路汇流到电容cp12，经开关管s14后由电源电压uh的负极流出；

工作模式：能量注入模式，开关管s12和开关管s13导通，开关管s11和开关管s14~s16断开，电流ih经电源电压uh的正极流入三相全桥式变换电路i，流过开关管s13和电容cp2后分两路，一路经原边线圈lp1，另一路经原边线圈lp2和原边线圈lp3，两路汇流到电容cp1，经开关管s12后由电源电压uh的负极流出；

工作模式：自由振荡模式，开关管s12和开关管s14导通，开关管s12、开关管s13、开关管s15和开关管s16断开，谐振电流流过二极管d12和电容cp11后分两路，一路经原边线圈lp1，另一路经原边线圈lp3和原边线圈lp2，两路汇流到电容cp2，经开关管s14后回流到二极管d12构成振荡回路；

工作模式：自由振荡模式，开关管s12和开关管s14导通，开关管s12、开关管s13、开关管s15和开关管s16断开，谐振电流流过二极管d14和电容cp12后分两路，一路经原边线圈lp1，另一路经原边线圈lp2和原边线圈lp3，两路汇流到电容cp1，经开关管s12后回流到二极管d14构成振荡回路。

所述第三种功率调节方法可以分为多种形式：采用工作模式---往复循环的循环方式为，一个循环周期内能量注入模式和自由振荡模式的数量比值为2:2，简称为2/2能量注入模式；采用工作模式-----往复循环的循环方式，一个循环周期内能量注入模式和自由振荡模式的数量比值为2:4，简称为2/4能量注入模式；采用工作模式-----往复循环的循环方式，一个循环周期内能量注入模式和自由振荡模式的数量比值为1:2，简称为1/2能量注入模式。

dc-ac变换电路将直流电压uh变换成单相高频交流电压uab或三相高频交流电压uab、ubc、uca，这个变换过程是由原边控制器控制dc-ac变换电路的开关管的通断实现的，这样就改变了电路的拓扑结构。

所述原边控制器进行控制的步骤如下：

步骤一：根据电路结构特征，原边控制器设定三相全桥式变换电路i工作在第一种功率调节方法和第二种功率调节方法转换的临界功率为psan，以及第二种功率调节方法和第三种功率调节方法转换的临界功率为pdan；

步骤二：上电后，三相全桥式变换电路i工作在第一种功率调节方法、第二种功率调节方法或第三种功率调节方法，计算输入功率的平均值pin=uh×ih=k1·k2·xu1·xi1；当输入功率的平均值pin≥psan时，原边控制器控制三相全桥式变换电路i的开关管切换到第一种功率调节方法，三相全桥式变换电路i输出三相交流电压uab、ubc、uca；当输入功率pdan≤pin<psan时，原边控制器控制三相全桥式变换电路i的开关管切换到第二种功率调节方法，三相全桥式变换电路i只输出单相交流电压uab；当输入功率pdan/2≤pin<pdan时，原边控制器控制三相全桥式变换电路i的开关管切换到第三种功率调节方法的2/2能量注入模式，三相全桥式变换电路i只输出单相电压uab且断续斩波；当输入功率pin<pdan/2时，原边控制器控制三相全桥式变换电路i的开关管切换到第三种功率调节方法的2/4能量注入模式或1/2能量注入模式，三相全桥式变换电路i只输出单相电压uab且断续斩波。

本发明的有益效果：采用原边控制器改变电路拓扑结构的方式和间断性斩波调节输出功率的方法，可有效提高了轻载效率，且不改变原边dc-ac变换电路的占空比，可有效减小轻载状态下的电流波形失真，有利于实现原边斩波电路的软开关切换。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的电路原理示意图。

图2为图1中dc-ac变换电路的四种电路的电路图，（a）为三相全桥式变换电路i的电路图，（b）为三相全桥式变换电路ii的电路图，（c）为三相全桥式变换电路iii的电路图，（d）为三相全桥式变换电路iv的电路图。

图3为图1中非接触变压器原边组的四种电路的电路图，（a）为非接触变压器原边电路i的电路图，（b）为非接触变压器原边电路ii的电路图，（c）为非接触变压器原边电路的电路图，（d）为非接触变压器原边电路的电路图。

图4为本发明具体实例的电路原理图。

图5为本发明的第一种功率调节方法的开关管开断状态与电路电压波形示意图。

图6为本发明的第二种功率调节方法的开关管开断状态与电路电压波形示意图。

图7为本发明的能量注入模式和自由振荡模式的电流流向示意图，其中，（a）为工作模式的电流流向示意图，（b）为工作模式的电流流向示意图，（c）为工作模式的电流流向示意图，（d）为工作模式电流流向示意图。

图8为本发明的第三种功率调节方法2/2能量注入模式下的开关管开断状态与电路电压波形示意图。

图9为本发明的第三种功率调节方法2/4能量注入模式的开关管开断状态与电路电压波形示意图。

图10为本发明的第三种功率调节方法1/2能量注入模式的开关管开断状态与电路电压波形示意图。

图11为本发明的原边控制器的控制方法的流程图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，实施例1，一种通用型非接触充电桩，包括dc-ac变换电路1、非接触变压器原边组2、原边控制器3、非接触变压器副边组4和车载充电电路5，dc-ac变换电路1的输入端与直流电源相连接，dc-ac变换电路1与非接触变压器原边组2相连接，非接触变压器原边组2与非接触变压器副边组4通过电磁耦合相连接，非接触变压器副边组4与车载充电电路5相连接，非接触变压器副边组4与车载充电电路5安装在汽车上；车载充电电路5不在本发明保护的范围。所述dc-ac变换电路1的输入端上设有电压检测电路111和电流检测电路112，电压检测电路111和电流检测电路112均与原边控制器3相连接，原边控制器3与dc-ac变换电路1相连接。

所述直流电源为直流电压uh，dc-ac变换电路1将直流电压uh变换成单相高频交流电压uab或三相高频交流电压uab、ubc、uca，交流电压uab、ubc、uca的频率f1的范围为20khz~10mhz。单相高频交流电压uab或三相高频交流电压uab、ubc、uc给非接触变压器原边组2的原边线圈供电，原边线圈将感应的能量传递到非接触变压器副边组4，非接触变压器副边组4产生感应电压us1、us2、us3，感应电压us1、us2、us3给车载充电电路5供电；所述电压检测电路111检测直流电压uh并将处理后的参考电压信号xu1传送给原边控制器3，电压信号xu1为直流电压且与直流电压uh对应成比例，uh=k1·xu1；电流检测电路112检测dc-ac变换电路1输入端的有效电流ih并将处理后的信号xi1传送给原边控制器3，信号xi1与电流ih对应成比例，电流ih=k2·xi1；其中，k1、k2为比例系数；原边控制器3根据检测到参考电压信号xu1和信号xi1控制dc-ac变换电路1输出的单相高频交流电压uab或三相高频交流电压uab、ubc、uca。

如图2所示，所述dc-ac变换电路1为三相全桥式变换电路i11、三相全桥式变换电路ii12、三相全桥式变换电路iii13或三相全桥式变换电路iv14，选择任意一种即可。

三相全桥式变换电路i11的电路图如图2（a）所示，三相全桥式变换电路i11包括开关管s11~s16和二极管d11~d16，每个开关管上均反并联一个二极管，二极管的正极与开关管的集电极相连接，二极管的负极与开关管的发射极相连接。开关管s11和开关管s12串联连接形成一个支路，开关管s13和开关管s14串联连接形成一个支路，开关管s15和开关管s16串联连接形成一个支路，三个支路并联连接、且两端与直流电压uh两端相连接；开关管s11和开关管s12的中点、开关管s13和开关管s14的中点与开关管s15和开关管s16的中点分别为三个输出端，即dc-ac变换电路1的输出端a、输出端b和输出端c。

三相全桥式变换电路ii12的电路图如图2（b）所示，三相全桥式变换电路ii12包括电感l2、开关管s21~s26和二极管d21~d26，每个开关管上均反并联一个二极管，二极管的正极与开关管的集电极相连接，二极管的负极与开关管的发射极相连接。开关管s21和开关管s22串联连接形成一个支路，开关管s23和开关管s24串联连接形成一个支路，开关管s25和开关管s26串联连接形成一个支路，三个支路并联连接。开关管s21、开关管s23和开关管s25通过电感l2与直流电压uh的正极相连接，开关管s22、开关管s24和开关管s26与直流电压uh的负极相连接。与三相全桥式变换电路i11相比，增加电感l2使输入电流ih的脉动程度减小。开关管s21和开关管s22的中点、开关管s23和开关管s24的中点与开关管s25和开关管s26的中点分别为三个输出端，即dc-ac变换电路1的输出端a、输出端b和输出端c。

三相全桥式变换电路iii13的电路图如图2（c）所示，三相全桥式变换电路iii13包括电容c31~c32、开关管s31~s36和二极管d31~d36，每个开关管均反并联一个二极管，二极管的正极与开关管的集电极相连接，二极管的负极与开关管的发射极相连接。电容c31和电容c32串联连接形成一个支路，开关管s31和开关管s32串联连接形成一个支路，开关管s33和开关管s34串联连接形成一个支路，开关管s35和开关管s36串联形成一个支路，四个支路并联连接、且两端与直流电压uh两端相连接；开关管s31和开关管s32的中点、开关管s33和开关管s34的中点、开关管s35和开关管s36的中点、电容c31和电容c32的中点分别为四个输出端，即dc-ac变换电路1的输出端a、输出端b、输出端c和输出端o。电容c31和电容c32的中点为输出交流电压uab、ubc、uca的中性点，开关管s31和开关管s32串联支路与电容c31和电容c32可以构成半桥变换电路，半桥变换电路的输出端为输出端a和输出端o。当开关管s33~s36一直关断，开关管s31和开关管s32交替导通，则可以得到电压uao。因为半桥变换电路比单相全桥变换电路传输功率的能力更低，所以使用半桥变换电路适用于传输功率更小的情况。

三相全桥式变换电路iv14的电路图如图2（d）所示，所述三相全桥式变换电路iv14包括电感l4、电容c41~c42、开关管s41~s46和二极管d41~d46，每个开关管均反并联一个二极管，二极管的正极与开关管的集电极相连接，二极管的负极与开关管的发射极相连接。直流电压uh的正极与电感l4相连接，电感l4分别与电容c41、开关管s41、开关管s43和开关管s45相连接，电容c42、开关管s42、开关管s44和开关管s46与直流电压uh负极相连接，增加电感l4使输入电流ih的脉动程度减小。电容c41和电容c42串联连接形成一个支路，开关管s41和开关管s42串联连接形成一个支路，开关管s43和开关管s44串联连接形成一个支路，开关管s45和开关管s46串联连接形成一个支路，四个支路并联连接；开关管s41和开关管s42的中点、开关管s43和开关管s44的中点、开关管s45和开关管s46的中点、电容c41和c42的中点分别为四个输出端，电容c41和电容c42的中点为电压uab、ubc、uca的中性点，即dc-ac变换电路1的输出端a、输出端b、输出端c和输出端o。

如图3所示，所述非接触变压器原边组2包含有补偿电路；非接触变压器原边组2为非接触变压器原边电路i21、非接触变压器原边电路ii22、非接触变压器原边电路iii23或非接触变压器原边电路iv24；dc-ac变换电路1的输出端a、输出端b、输出端c和输出端o分别作为非接触变压器原边组2的输入端a、输入端b、输入端c和输入端o。

非接触变压器原边电路i21的电路图如图3（a）所示，所述非接触变压器原边电路i21包括电容cp11~cp13和原边线圈lp11~lp13，原边线圈lp11~lp13首尾依次连接构成三角形，原边线圈lp11和原边线圈lp13的中点与电容cp11的一端相连接，电容cp11的另一端与输入端a相连接；原边线圈lp11和原边线圈lp12的中点与电容cp12的一端相连接，电容cp12的另一端与输入端b相连接；原边线圈lp12和原边线圈lp13的中点与电容cp13的一端相连接，电容cp13的另一端与输入端c相连接。电容cp11~cp13起到补偿非接触变压器功率因数的作用。

非接触变压器原边电路ii22的电路图如图3（b）所示，所述非接触变压器原边电路ii22包括电容cp21~cp23和原边线圈lp21~lp23，原边线圈lp21~lp23首尾依次连接构成三角形，电容cp21与原边线圈lp21并联连接，电容cp22与原边线圈lp22并联连接，电容cp23与原边线圈lp23并联连接；原边线圈lp21和原边线圈lp23的中点与输入端a连接；原边线圈lp21和原边线圈lp22的中点与输入端b连接；原边线圈lp22和原边线圈lp23的中点与输入端c连接。电容cp21~cp23起到补偿非接触变压器功率因数的作用。

非接触变压器原边电路iii23的电路图如图3（c）所示，所述非接触变压器原边电路iii23包括电容cp31~cp33和原边线圈lp31~lp33，电容cp31一端与输入端a相连接，电容cp31另一端与原边线圈lp31串联；电容cp32一端与输入端b相连接，电容cp32另一端与原边线圈lp32串联，电容cp33一端与输入端c相连接，电容cp33另一端与原边线圈lp33串联；所述原边线圈lp31~lp33均与输入端o相连接。电容cp31~cp33起到补偿非接触变压器功率因数的作用。

非接触变压器原边电路iv24的电路图如图3（d）所示，所述非接触变压器原边电路iv24包括电容cp41~cp43和原边线圈lp41~lp43，电容cp41与原边线圈lp41并联连接，电容cp42与原边线圈lp42并联连接，电容cp43与原边线圈lp43并联连接；原边线圈lp41的一端与输入端a相连接、另一端与输入端o相连接，原边线圈lp42的一端与输入端b相连接、另一端与输入端o相连接，原边线圈lp43的一端与输入端c相连接连接、另一端与输入端o相连接。电容cp41~cp43起到补偿非接触变压器功率因数的作用。

原边控制器3具有三种原边控制传输功率的调节方法：

第一种功率调节方法是原边控制器3输出控制信号控制dc-ac变换电路1的输出电压相数，同时输出三相高频交流电压uab、ubc和uca。

第二种功率调节方法是原边控制器3输出控制信号控制dc-ac变换电路1的输出电压相数，输出单相高频交流电压uab，且dc-ac变换电路1始终工作在能量注入模式，始终将能量注入非接触变压器原边组2（简称能量注入模式）。

第三种功率调节方法是原边控制器3输出控制信号控制dc-ac变换电路1输出单相高频交流电压uab，即与第二种功率调节方法一样均输出单相高频交流电压uab，原边控制器3控制dc-ac变换电路1的开关管的斩波占空比在1/2和0这两个值跳跃式改变；当占空比近似为1/2时，单相高频交流电压uab近似为方波，非接触变压器原边组2的输出电压up1波形接近正弦波，dc-ac变换电路1工作在能量注入模式；当占空比为0时，单相高频交流电压uab接近于零，非接触变压器原边组2的原边线圈与补偿电容工作在自由振荡模式（简称自由振荡模式模式），非接触变压器原边组2的输出电压up1波形接近正弦波，且输出的输出电压up1和振荡电流ip1峰值逐渐衰减和下降。

在电路参数不变的情况下，通过原边控制器3输出控制信号，控制dc-ac变换电路1的开关管，使其工作在三种功率调节方法下，可以有效改变输出到车载充电电路5的功率，从而粗略调节此输出功率。无论使用哪种功率调节方法，在车载充电电路5接收能量后，仍需使用车载控制电路精确调节车载充电电路5的输出功率。

实施例2，以dc-ac变换电路1选用三相全桥式变换电路i11且非接触变压器原边组2选用非接触变压器原边电路ii21为例，电路原理图如图4所示。所述dc-ac变换电路1为三相全桥式变换电路i11，三相全桥式变换电路i11开关管s11~s16和二极管d11~d16，非接触变压器原边组2为非接触变压器原边电路i21，非接触变压器原边电路i21电容cp11~cp13和原边线圈lp11~lp13，非接触变压器副边组4包括副边线圈ls1~ls3；直流电压uh的正极分别与开关管s11、开关管s13和开关管s15的发射极相连接，开关管s12、开关管s14和开关管s16的集电极与直流电压uh的负极相连接，开关管s11的集电极与开关管s12的发射极相连接，开关管s13的集电极与开关管s14的发射极相连接，开关管s15的集电极与开关管s16的发射极相连接，二极管d11的正极与开关管s11的集电极相连接，二极管d11的负极与开关管s11的发射极相连接，二极管d12的正极与开关管s12的集电极相连接，二极管d12的负极与开关管s12的发射极相连接，二极管d13的正极与开关管s13的集电极相连接，二极管d13的负极与开关管s13的发射极相连接，二极管d14的正极与开关管s14的集电极相连接，二极管d14的负极与开关管s14的发射极相连接，二极管d15的正极与开关管s15的集电极相连接，二极管d15的负极与开关管s15的发射极相连接，二极管d16的正极与开关管s16的集电极相连接，二极管d16的负极与开关管s16的发射极相连接；开关管s11和开关管s12的中点与电容cp11相连接，电容cp11与原边线圈lp11和原边线圈lp13的中点相连接，开关管s13和开关管s14的中点与电容cp12相连接，电容cp12与原边线圈lp11和原边线圈lp12的中点相连接，开关管s15和开关管s16的中点与电容cp13相连接，电容cp13与原边线圈lp12和原边线圈lp13的中点相连接，原边线圈lp11~lp13首尾依次连接构成三角形；原边线圈lp11与副边线圈ls1耦合连接，原边线圈lp12与副边线圈ls2耦合连接，原边线圈lp13与副边线圈ls3耦合连接，副边线圈ls1~ls3的输出端分别与车载充电电路5相连；所述电压检测电路111并联在直流电压uh的两端，电流检测电路112串联在三相全桥式变换电路i11的输入端，电压检测电路111和电流检测电路112均与原边控制器3相连接，原边控制器3分别与开关管s11~s16的基极相连接。

第一种功率调节方法是通过原边控制器3输出控制信号，控制三相全桥式变换电路i11的输出电压相数，同时输出三相高频交流电压uab、ubc、uca。三相全桥式变换电路i11的开关管s11~s16的通断如图5所示；原边控制器3控制三相全桥式变换电路i的开关管s11和开关管s12交替导通，开关管s13和开关管s14交替导通，开关管s15和开关管s16交替导通；开关管s11和开关管s12、开关管s13和开关管s14、开关管s15和开关管s16的占空比均略小于1/2，留出一定的死区时间。开关管s13的相位比开关管s11的相位滞后120º，开关管s15的相位比开关管s13的相位滞后120º；三相全桥式变换电路i11输出的交流电压ubc的相位比交流电压uab的相位滞后120º，交流电压uca的相位比交流电压ubc的相位滞后120º；交流电压uab、ubc、uca给非接触变压器原边电路i21提供高频交流电压，经过非接触变压器原边组2的补偿电路补偿后，原边线圈lp1、原边线圈lp2和原边线圈lp3两端分别得到近似正弦波的输出电压up1、输出电压up2和输出电压up3，输出电压up2的起始相位比输出电压up1的起始相位滞后120º，输出电压up3的起始相位比输出电压up2的起始相位滞后120º。因为三相全桥式变换电路i11的电路参数对称，输出电压up1、up2和up3幅值基本相同。

第二种功率调节方法是通过原边控制器3输出控制信号，控制三相全桥式变换电路i11的输出电压相数，只输出单相高频交流电压uab。原边控制器3控制三相全桥式变换电路i11的开关管s11和开关管s12交替导通、开关管s13和开关管s14交替导通，开关管s11和s12的占空比、开关管s13和s14的占空比均略小于1/2，留出一定的死区时间。开关管s15和开关管s16一直关断，三相全桥式变换电路i11的开关管s11~s16的通断如图6所示。开关管s13的起始相位比开关管s11的起始相位滞后180º；开关管s11~s14斩波产生交流电压uab，电压ubc和电压uca的叠加值uba与电压uab反相，因此交流电压ubc和电压uca的叠加与交流电压uab反相且幅值为交流电压uab的1/2。交流电压uab、ubc和uca给非接触变压器原边电路i21提供高频交流电压，经非接触变压器原边电路i21的补偿电路进行补偿后，原边线圈lp1、lp2和lp3两端分别得到近似正弦波的输出电压up1、up2和up3，输出电压up2的起始相位比输出电压up1滞后180º，输出电压up3的起始相位与电压up2的起始相位相同。

第三种功率调节方法只控制开关管s11~s14通断，开关管s15和s16一直断开，该方式运行在能量注入和自由振荡模式之间交替变换。原边控制器3控制三相全桥式变换电路i11的开关管s11~s14的通断、开关管s15和开关管s16一直断开，三相全桥式变换电路i11的开关管s11~s16的斩波占空比在1/2和0这两个值之间跳跃式改变，三相全桥式变换电路i11运行在能量注入模式和自由振荡模式之间交替变换。能量注入模式和自由振荡模式总共分为四类，电流流向示意图如图7所示，其中，图7（a）为工作模式的电流流向示意图，图7（b）为工作模式的电流流向示意图，图7（c）为工作模式的电流流向示意图，图7（d）为工作模式电流流向示意图。工作模式和工作模式为能量注入模式，工作模式和工作模式为自由振荡模式。

如图7（a）所示，工作模式：能量注入模式，开关管s11和开关管s14导通，开关管s12、开关管s13、开关管s15和开关管s16断开，电流ih经电源电压uh的正极流入三相全桥式变换电路i11，流过开关管s11和电容cp11后分两路，一路经原边线圈lp11，另一路经原边线圈lp13和原边线圈lp12，两路汇流到电容cp12，经开关管s14后由电源电压uh的负极流出。

如图7（b）所示，工作模式：能量注入模式，开关管s12和开关管s13导通，开关管s11和开关管s14~s16断开，电流ih经电源电压uh的正极流入三相全桥式变换电路i11，流过开关管s13和电容cp2后分两路，一路经原边线圈lp1，另一路经原边线圈lp2和原边线圈lp3，两路汇流到电容cp1，经开关管s12后由电源电压uh的负极流出。

如图7（c）所示，工作模式：自由振荡模式，开关管s12和开关管s14导通，开关管s12、开关管s13、开关管s15和开关管s16断开，谐振电流流过二极管d12和电容cp11后分两路，一路经原边线圈lp1，另一路经原边线圈lp3和原边线圈lp2，两路汇流到电容cp2，经开关管s14后回流到二极管d12构成振荡回路。

如图7（d）所示，工作模式：自由振荡模式，开关管s12和开关管s14导通，开关管s12、开关管s13、开关管s15和开关管s16断开，谐振电流流过二极管d14和电容cp12后分两路，一路经原边线圈lp1，另一路经原边线圈lp2和原边线圈lp3，两路汇流到电容cp1，经开关管s12后回流到二极管d14构成振荡回路。

如图8-10所示，第三种功率调节方法可以分为多种形式。如图8所示，采用工作模式---往复循环的循环方式为，一个循环周期内能量注入模式和自由振荡模式的数量比值为2:2，简称为2/2能量注入模式。如图9所示，采用工作模式-----往复循环的循环方式，一个循环周期内能量注入模式和自由振荡模式的数量比值为2:4，简称为2/4能量注入模式。如图10所示，采用工作模式-----往复循环的循环方式，一个循环周期内能量注入模式和自由振荡模式的数量比值为1:2，简称为1/2能量注入模式。在这三种比例的能量注入模式的基础上，可以进一步得到其他比例的能量注入模式。

其他结构和原理与实施例1相同。

如图11所示，实施例3，所述原边控制器3进行控制的步骤如下：

步骤一：根据电路结构特征，原边控制器3设定三相全桥式变换电路i11工作在第一种功率调节方法和第二种功率调节方法转换的临界功率为psan，以及第二种功率调节方法和第三种功率调节方法转换的临界功率为pdan。其中，临界功率psan和临界功率pdan的选择是依据实际电路的开关器件以及其他元器件的具体参数综合确定的。

步骤二：上电后，三相全桥式变换电路i11工作在第一种功率调节方法、第二种功率调节方法或第三种功率调节方法中的某一种功率调节方法作用下，例如工作在第二种功率调节方法作用下。计算输入功率的平均值pin=uh×ih=k1·k2·xu1·xi1；当输入功率的平均值pin≥psan时，原边控制器3控制三相全桥式变换电路i11的开关管切换到第一种功率调节方法，三相全桥式变换电路i11输出三相交流电压uab、ubc、uca；当输入功率pdan≤pin<psan时，原边控制器3控制三相全桥式变换电路i11的开关管切换到第二种功率调节方法，三相全桥式变换电路i11只输出单相交流电压uab；当输入功率pdan/2≤pin<pdan时，原边控制器3控制三相全桥式变换电路i11的开关管切换到第三种功率调节方法的2/2能量注入模式，三相全桥式变换电路i11只输出单相电压uab且断续斩波；当输入功率pin<pdan/2时，原边控制器3控制三相全桥式变换电路i11的开关管切换到第三种功率调节方法的2/4能量注入模式或1/2能量注入模式，三相全桥式变换电路i11只输出单相电压uab且断续斩波。

其他结构和原理与实施例1相同。

为了验证本发明的可行性，搭建了实验电路，在该电路中，供电电压设定为直流440v，psan设定为5kva，pdan设定为2.5kva。在电路参数不变的情况下，通过原边控制器3）出控制信号，控制dc-ac变换电路1的开关管，使其工作在三种功率调节方法下，可以有效改变输出到车载充电电路5的功率，从而粗略调节此输出功率。本发明目的在于提高轻载条件下的效率，无论使用哪种功率调节方法，在车载充电电路5接收能量后，仍需使用车载控制电路精确调节车载充电电路5的输出功率；车载电路使用恒压或恒流电路以达到精确稳定输出功率的目的。

本发明的实施例，可以是以下两种组合方式：

第一种组合方式是dc-ac变换电路1选用三相全桥式变换电路i11或三相全桥式变换电路ii12，非接触变压器原边组2选用非接触变压器原边电路i21或非接触变压器原边电路ii22，由此构成四种组合电路。

第二种组合方式是dc-ac变换电路1选用三相全桥式变换电路ii13或三相全桥式变换电路iv14，非接触变压器原边组2选用非接触变压器原边电路iii23或非接触变压器原边电路iv24，由此构成四种组合电路。如果采用这四种组合电路，则电路除了能够运行在第一种组合方式的三相全桥斩波和单相全桥斩波模式下，还可以由两个开关管与电容构成半桥斩波电路（例如开关管s32和开关管s31与电容r31和电容r32），由此得到传输功率更小的传输模式。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。