电动车辆电力集线器及其操作模式的制作方法

本公开涉及一种用于电动车辆的电力集线器，并且具体地说涉及电力集线器的控制方法和操作模式。

背景技术：

里程焦虑和缓慢的充电时间仍然是大范围普及电动车辆(ev)，以及尤其是插电式电动汽车(pev)的重大障碍。当前的ev车主面临着在途中因为完全放电的电池而陷入困境的可能性，或者可替代地，如果在停车场中无人看管并且在低荷电状态(soc)下不插电的话，则ev可能会被完全放电。在这类情况下，对于ev车主而言现存的解决方案通常需要将车辆拖至最近的充电站。

因此，仍然高度期望有用于电动车辆的额外的、替代的和/或改进的电力集线器。

附图说明

本公开的其他特征和优点根据以下结合附图进行的详细描述将变得显而易见，在附图中：

图1示出了可以包含本文公开的电力集线器的示例性ev皮卡车的照片；

图2示出了本文公开的电力集线器被配置成依据来操作的不同操作模式的示意图；

图3示出了电力集线器的系统架构的示例性实施方案；

图4示出了用于执行滞环电流模式控制的数字参考电流调制；

图5示出了输送dc电力并以车辆到车辆操作模式进行操作的两个电力集线器；

图6示出了示例性电力集线器配置；

图7a至图7d示出了电力集线器在不同操作条件下的dc-dc和dc-ac操作；

图8示出了电力集线器在图7a至图7d所示的操作模式下的模拟损耗分布；

图9示出了以dc-ac和dc-dc模式操作的转换器的实测效率曲线；

图10示出了展现两个电力集线器在v2v操作模式下的操作的波形；并且

图11a和图11b示出了两个电力集线器在v2v模式下的模拟操作。

将注意到，在全部附图中，相似特征由相似附图标记标识。

技术实现要素：

根据本公开的一个方面，公开了一种用于电动车辆的电力集线器，所述电力集线器与电动车辆的电池联接，电力集线器包括：双向转换器，所述双向转换器包括与电力集线器的dc侧母线和ac端口联接的电路，所述电路包括：至少四个半导体开关；emi(电磁干扰)滤波器，所述emi滤波器与ac端口串联地联接；以及两个电感器，所述两个电感器与emi滤波器串联地联接，其中第一电感器与半导体开关中的第一对联接并且第二电感器与半导体开关中的第二对联接；以及控制逻辑，所述控制逻辑用于控制通过电感器的电流并且用于控制半导体开关的切换，其中控制逻辑被配置成在控制通过电感器的电流时执行滞环电流模式控制(hcmc)。

根据上述方面，双向转换器可以包括用于调节通过电池的电流的双有源桥(dab)转换器。

根据上述方面，控制逻辑可以包括现场可编程门阵列(fpga)，并且其中fpga包括用于控制半导体开关中的第一对的第一死区时间控制器(在附图中由dt控制装置表示)和用于控制半导体开关中的第二对的第二死区时间控制器(在附图中也由dt控制装置表示)。

根据上述方面，半导体开关可以包括以下中的任一者：金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)、绝缘栅双极型晶体管(igbt)和gan高电子迁移率晶体管(hemt)。

根据上述方面，电力集线器可以被配置成通过ac端口接收和传输ac电力，并且控制逻辑被配置成通过在临界条件模式(bcm)与混合bcm-连续导通模式(ccm)之间切换来操作所述电路。

根据上述方面，电力集线器可以在车辆到家庭(v2h)操作模式下向家庭提供电力。

根据上述方面，控制器可以被进一步配置成向电路施加同步脉冲，所述同步脉冲与电网的电压频率和相位同步。

根据上述方面，电力集线器可以在车辆到电网(v2g)操作模式下向电网提供电力。

根据上述方面，电力集线器可以在电网到车辆(g2v)操作模式下从电网接收电力。

根据上述方面，电力集线器可以被配置成通过ac端口接收和传输dc电力，并且控制逻辑被配置成通过在临界条件模式(bcm)与连续导通模式(ccm)之间切换来操作所述电路。

根据上述方面，dc电压可以是在ac线周期的峰值电压下进行接收和传输。

根据上述方面，电力集线器可以被配置成以240vrms进行操作，并且其中dc电压是在340v的电压下进行接收和传输。

根据本公开的另一方面，公开了一种用于对电动车辆中的耗尽的电池进行充电的系统，所述系统包括：第一电动车辆，所述第一电动车辆包括带电的电池和根据上述方面的第一电力集线器，其中所述电力集线器被配置成通过ac端口接收和传输dc电力；以及第二电动车辆，所述第二电动车辆包括耗尽的电池和根据上述方面的第二电力集线器，其中所述电力集线器被配置成通过ac端口接收和传输dc电力；其中在第一电力集线器与第二电力集线器之间建立了直接链路；并且其中第一电力集线器的控制逻辑被配置成以车辆到车辆(v2v)操作模式进行操作并且通过直接链路向第二电力集线器传输dc电力。

在根据上述方面的系统中，第一电力集线器的控制逻辑可以被进一步配置成以预定换向间隔对提供到第二电力集线器的dc电压的极性进行换向。

在根据上述方面的系统中，提供到第二电力集线器的dc电压的极性可以小于50hz的频率，例如以1hz的频率进行换向。

本文公开了一种用于电动车辆的电力集线器及其操作模式。对高密度双向型5kwev电力集线器给出了示例性描述，所述电力集线器被设计成以车辆到电网(v2g)、电网到车辆(g2v)、车辆到家庭(v2h)和车辆到车辆(v2v)操作模式进行操作。

本文公开的电力集线器可以被配置成允许在存在来自ac设计的所有相关联的额定值和约束的情况下通过常规的240vrms2级ac电力端口传输dc电力，以便为v2v操作实现更高的电力输送和效率。使用数字滞环电流模式控制(hcmc)方案，针对电力集线器公开了四种操作模式的效率和损耗分布：1)dc-ac临界导通模式(bcm)，2)dc-ac连续导通模式(ccm)/bcm混合，3)dc-dcbcm，以及4)dc-dcccm。通过在v2v操作中以dc输送模式进行操作，电力集线器的峰值效率可以从96.6％提高到98.3％，从而允许功率性能提高50％。还公开了一种允许降低峰值结温的低频换向方案。

另一个创造性方面是一种电力集线器，所述电力集线器包括：ac端口，所述ac端口可连接到ac微电网或dc微电网；四个半导体开关；emi滤波器，所述emi滤波器与ac端口串联地联接；以及两个电感器，所述两个电感器与emi滤波器串联地联接。第一电感器与半导体开关中的第一对联接并且第二电感器与半导体开关中的第二对联接。所述电力集线器还包括控制逻辑，所述控制逻辑被配置成通过ac端口传输dc电力。

以上呈现了本发明的简化概述，以便于提供对本发明的一些方面的基本理解。此概述并不是本发明的详尽综述。它并不意图标识本发明的必要、关键或重要元件或者限定本发明的范围。其唯一目的是以简化形式呈现一些概念，以作为随后将论述的更详细的描述的序言。下文相对于附图描述本发明的其他方面。

具体实施方式

下文参考图1至图11仅以举例的方式描述本发明的实施方案。

图1示出了可以包含本文公开的电力集线器的示例性ev皮卡车100的照片。ev皮卡车100可以仅使用电力来操作，并且可以例如包含450v锂离子电池组。尽管示出了皮卡车，但是将了解，电力集线器可以被用于任何其他类型的电动车辆中。

图2示出了本文公开的电力集线器被配置成依据来操作的不同操作模式的示意图。如本文将进一步描述的，电力集线器可以车辆到电网(v2g)、电网到车辆(g2v)、车辆到家庭(v2h)和车辆到车辆(v2v)操作模式进行操作。如图2所示，在v2g操作模式下，来自带电车辆202的电力可以被输送到电网210。带电车辆202可以对应于电池具有给定的电荷水平，但是不一定必须完全充电的车辆。在g2v操作模式下，来自电网210的电力可以被提供到带电车辆202或放电车辆204。在v2h操作模式下，来自带电车辆的电力可以被提供到住宅/家庭220。在v2v操作模式下，来自带电车辆202的电力可以被提供到放电车辆204。

例如，如参考图3至图5将描述的，电力集线器针对不同操作模式以类似配置进行操作，但是可以针对相应模式进行优化。

图3示出了电力集线器300的系统架构的示例性实施方案。图3所示的电力集线器被实施为两级式双向转换器，其中双有源桥(dab)转换器调节电池电流，并且全桥dc-ac转换器执行功率因数校正(pfc)并调节dc侧母线电压v输入。在替代实施方案中，代替执行dc-ac转换，电力集线器可以被配置成输出和/或接收dc电力，从而如参考图5所描述在第二级中执行dc-dc转换。

在图3所示的实施方案中，转换器的电路包括四个开关302以及相应的第一和第二电感器304，所述第一和第二电感器304联接在输出端处的emi滤波器306与相应的一对开关之间。两个电感器的电感被示例性地示出为25μh，但是不限于此。转换器中的所有开关被示例性地示出为使用并联的900vsicmosfet来实现，但是本公开的范围不限于此。例如，所述开关可以用各种半导体开关，诸如绝缘栅双极型晶体管(igbt)或gan高电子迁移率晶体管(hemt)来实现。可能优选使用诸如sic或gan之类的宽带隙装置来通过以高频率操作而减小电力集线器的尺寸。在不脱离本公开的范围的情况下，本领域技术人员将容易地了解可以如何改变电力集线器的部件以修改电力集线器在不同条件下的操作。

在图3中以举例方式示出的电力集线器提供了在ac端口301与dc端口303或dc侧母线之间的dc-ac功率级。在图3所示的实施方案中，emi滤波器306串联地联接在ac端口301与电感器304之间。不同于常规的正弦脉冲宽度调制(pwm)，dc-ac功率级以滞环电流模式控制(hcmc)进行操作。电感器电流il(t)的峰值和谷值使用一组12位数字模拟转换器(dac)308、高带宽电流感测放大器310和两个比较器312在逐周期的基础上进行数字控制。特别地，hcmc控制可以通过以下方式来实现：通过感测电阻器来感测电感器电流，将感测到的电感器电流与两个信号v高和v低进行比较，然后使用控制逻辑314产生必要的门控信号。控制逻辑实质上是具有某一保护逻辑的置位-复位触发器。接通延迟(从控制逻辑314接收信号的死区时间控制器316)用于防止dc输入电压的短路(直通现象)。用于执行hcmc的控制逻辑可以包括现场可编程门阵列(fpga)。v高和v低信号由主fpga使用两个数字模拟转换器(dac)来产生。以例如60hz适当地调制v高和v低将带来用于dc-ac转换的正弦平均电感器电流。在图3的实施方案中，数字电流调制器318用于数字地调制供应到dac308的电流。在图3的实施方案中，电力集线器300还包括电连接在ac端口301与数字控制器320之间的模拟数字转换器(adc)322和过零检测器324。数字控制器320被配置成执行如下文将解释的电流缩放、模式选择和电网同步。

图4示出了用于执行hcmc的数字参考电流调制。在hcmc方案转换中，数字控制器320(示出于图3)用于精确的电流控制，并且适当的同步脉冲(即，60hz)用于在g2v和v2g操作模式下进行电网锁相。作为外部电压环路的一部分，数字电流参考点由数字控制器320缩放。在这个实施方案中，数字控制器320还执行模式选择。如图4所示，逆变器在整个ac线周期中以两种可能的模式进行操作：临界导通模式(bcm)或连续导通模式(ccm)。当以bcm操作时，施加略微负的谷值电流i谷以通过切换节点电容和主电感器的谐振来实现对mosfet的零电压接通。以较高的峰值电流、较高的rms导通损耗和电感器中的较高的铁芯损耗为代价，bcm实现了最低切换损耗。

在最高电流水平下，逆变器会自动地切换到ccm，以最小化铁芯损耗并且限制电感器的饱和电流需求。逆变器的始于bcm的自动切换描述如下。随着输出负荷的增加，逆变器保持以bcm操作，直到电感器电流达到电感器的饱和电流为止，所述饱和电流可以通过实验预先确定。在fpga中通过连续地将已缩放的正弦参考电流与表示电感器的饱和电流的数字值进行比较来确定电感器电流达到饱和电流的时刻。当正弦参考点高于饱和电流时，从不同的公式(即，ccm公式)导出v高和v低信号。

双模式混合方案的优点是，由于可以使用具有较低饱和电流的电感器，因此可以显著提高转换器的功率密度。基于hcmc操作，逆变器具有可变切换频率，由于扩频效应，这有助于减小emi滤波器尺寸。虽然基于sic的逆变器可以轻松地在500khz以上操作，但为了实现最优效率，频率被限制为250khz。

如前所述，数字控制器320用于精确的电流控制，并且60hz同步脉冲可以用于在g2v和v2g操作模式下进行电网锁相(电网同步)。在v2h模式下，电力集线器处于离网状态，并且因此不需要同步到电网电压频率和相位。在所示的实施方案中，模式之间的自动切换可以由数字控制器320完成。

图5示出了以v2v操作模式操作来输送dc电力的两个电力集线器。连接在一起的两个电力枢纽装置可以交换ac电力(就像例如参考图3描述的一样)或dc电力。然而，ac电力输送解决方案面临着许多挑战，因为由于hcmc控制器需求，在无负载状况下不可能维持低总谐波失真(thd)正弦波。由于接收ev电力集线器需要首先检测同步所依据的ac电压，因此在启动时不可避免会出现无负载状况。

dc电力输送解决方案更具吸引力，因为转换器在ac线周期的峰值电压(对于240vrmsac系统为340v)下以较低的电流连续地操作来实现相同的输出功率，从而带来较低的导通损耗和切换频率以及较高的效率。dc电力输送还允许转换器在其预期的ac额定功率以上操作，这带来了更短的充电时间以及耗尽电池的更快速的再生效。

在使用dc电力输送的v2v模式下，带电的电力集线器502和充电的电力集线器504的“ac”端口通过直接链路506连接，并且控制器被修改为允许dc-dc转换。在此模式下，通过产生恒定的v高和v低信号，而不是以60hz调制所述信号来输送dc电力，以确保通过电感器l1和l2的峰值和谷值电流随时间恒定。传输电力集线器的输出电压v链路必须被调节为等于ac线周期的峰值(对于240vrmsac电压为340vdc)的电压。由于在所有常规的并网型dc-ac逆变器的输出端处存在过电压保护电路，因此存在这个最大电压限值。

作为外部电压环路的一部分，链路电压v链路由带电的电力集线器502调节为设定参考点v母线_参考。对v链路的调节通过首先使用模拟数字转换器(adc)测量这个电压并且使用电压加法器/减法器508将所述电压与参考点(v母线_参考)进行比较(这会给出误差信号)来执行。这个误差信号之后传递通过补偿器(在这个实施方案中为pi控制器510)，并且所得的控制信号用于缩放v高和v低信号。在bcm下，v低保持恒定(保持在能确保略微负的谷值电感器电流的值处)，而v高被放大和缩小，并且在ccm下，v高保持在最大可能的电感器电流处，而v低被放大和缩小。

针对ac充电操作进行优化的每个emi滤波器都示例性地包括hcmc控制器操作所需的10μf电容，并且消除了对外部dc侧电容器的需求。一旦充电的电力集线器504检测到dc链路处的电压，就通过经由反转mosfet切换顺序在l3中实现翻转的电流方向来开始电池充电过程。如在图5中以举例方式示出的，电压比较器512可以用于将电压v链路与最小电压v最小进行比较，并且如果电压v链路超过最小电压v最小，则启用充电过程。每个电力集线器的辅助电源电压可以来源于连接到转换器的输出端口的二次lv电池和自调节式通用dc-ac适配器。这两个独立的电压源都进行二极管或运算，以防止尤其是充电的电力集线器504出现任何停电状况，所述充电的电力集线器504还可能会具有耗尽的lv辅助电池。在较低的功率水平下，控制器可以被配置成施加微小的负谷值电流以确保对mosfet的软接通。为了达到较高的功率水平，由hcmc控制器增大谷值电流，从而导致软切换损耗，较高的切换频率，但是会在电感中产生较低的rms电流。

在dc电力输送期间，根据如前所述的目标功率水平，电力集线器可以bcm或ccm进行操作。这类似于ac电力输送，其中电力集线器可以bcm或混合bcm/ccm进行操作。逆变器的操作模式基于它们是提供ac电力输送还是dc电力输送而受到限制，因为例如，在ac电力输送中，与dc模式下的恒定电流相对比，电力集线器必须产生按正弦曲线变化的输出电流。在bcm下可以很容易地产生较低的平均输出电流，而在ccm下只可能是较高的输出电流。因此，如果电力集线器的输出电流必须以60hz从最小额定电流变为最大额定电流，则电力集线器将以bcm操作以产生正弦波的下部部分，并且切换到ccm以产生正弦波的上部部分。这就是在本文中被称为“混合bcm/ccm”的模式。然而，在dc电力输送中，由于输出电流不会变化，因此只能根据输出负荷来以bcm或ccm进行操作。

图6示出了示例性电力集线器配置600。电力集线器包括dab转换器602和逆变器604。示例性电力集线器用并联的900v，35a，65mωronsicmosfet来实现，并且可以包括热力系统设计，所述热力系统设计包括用于mosfet的定制的液体冷却式冷硬板和用于功率电感器的空气冷却。液体冷却不能用于电感器，因为转换器的高切换频率操作会在导电散热器内产生涡流损耗。

图7a至图7d示出了电力集线器在不同操作条件下的dc-dc和dc-ac操作。特别地，图7a示出了电力集线器在2.3kw下以dc-acbcm进行的操作，图7b示出了电力集线器在5kw下以dc-acbcm/ccm混合模式进行的操作，图7c示出了电力集线器在3.4kw下以dc-dcbcm进行的操作，并且图7d示出了电力集线器在5.3kw下以dc-dcccm进行的操作。所有波形都是以450vdc输入以及在dc-ac和dc-dc情况下分别为240vrms和240vdc的输出取得的。

图8示出了电力集线器在图7a至图7d所示的操作模式下的模拟损耗分布。也就是说，由条柱802示出的损耗是基于电力集线器在2.3kw下以dc-acbcm进行的操作而模拟的，由条柱804示出的损耗是基于电力集线器在5kw下以dc-acbcm/ccm混合模式进行的操作而模拟的，由条柱806示出的损耗是基于电力集线器在3.4kw下以dc-dcbcm进行的操作而模拟的，并且由条柱806示出的损耗是基于电力集线器在5.3kw下以dc-dcccm进行的操作而模拟的。

电力集线器在四种模式中的每一种模式下的损耗分布经由c3m0065090jmosfetspice模型和数字控制器的精确实现方式使用详细的混合模式cadence模拟来进行模拟。所述模拟包括用于控制器的hdl模型和用于数据转换器的verilog-a模型。在dc-acbcm情况下，电感器铁芯损耗和mosfet切换损耗分别是最大和最小的显著损耗源。这归因于较大的电感器电流波纹和对mosfet的零电压切换(zvs)接通。在dc-acbcm/ccm混合模式下，由于线周期峰处的软切换的损耗，切换损耗显著增大。然而，由于较小的电流纹波，因此电感器铁芯损耗被降低。由于软切换，dc-dcbcm操作模式具有最小耗散，并且具有最低切换频率。在dc-dcccm情况下，即使功率水平高出2kw，损耗仍低于dc-ac混合模式。

图9示出了以dc-ac和dc-dc模式操作的转换器的实测效率曲线。如先前参考图5所描述，与dc-ac模式相对比，在dc-dc操作模式下的恒定的dc输出电压会带来更高的可实现的功率水平。对于相同的平均电感器电流，功率水平与输出dc电压成比例地增加。在仅bcm模式下，在从dc-ac转为dc-dc操作的过程中并由于存在因较低的切换频率和较低的导通损耗所致的较高的输出dc电压，效率有所提高。因此，当以v2v操作对电力集线器进行操作时，最期望在最高的可能的输出电压下以dc-dc模式操作转换器。在v2g、g2v或v2h方案中，dc-dc模式无法操作，并且因此转换器必须以dc-ac模式进行操作。

在本实施方案中，电力集线器针对ac电力输送进行了优化，并且因此，输出过电压保护电路将v链路限制为340v。ccm模式引入了硬切换和增加的切换频率，但是由于dcv链路和高于dc-ac模式的效率，因此这允许转换器在相同的热设计中以1.5倍于其额定ac功率性能的功率性能操作。

图10示出了展现两个电力集线器在v2v操作模式下的操作的波形。图10所示的波形对应于180v链路电压和1kw处理功率。由于在dc-dc模式下的高占空比操作，在mosfet之间存在不均匀的损耗分布。如图11所示，一种潜在的解决方案是以非常低的频率对v链路的极性进行换向。这能防止每个mosfet达到稳态热平衡，从而带来较低的峰值结温。

图11示出了两个电力集线器在v2v模式下的模拟操作。图11a是用恒定的dc模拟的，并且图11b是用双极v链路调节模拟的。以1hz对v链路进行换向会产生降低16℃的平均mosfet结温和降低17℃的峰值mosfet结温。

换向频率fc＝1/tc可以被优化来实现最佳热性能，而不会因为较短的v链路换向间隔而导致平均dc电力输送的显著减少。必须注意到，如图11b所示，在v链路换向间隔期间，电力流方向会出现翻转，从而导致略微降低的平均功率水平。因此，为了最大电力输送，期望维持最短的可能的换向时间。两个emi滤波器内的电容是减少换向时间的主要限制因素。还优选对链路节点的di/dt和dv/dt进行安全限制以抑制不想要的emi。

本发明的一个或多个实施方案可以应用于其他非车辆系统。换言之，车辆到车辆操作仅仅是可以如何使用新型电力集线器的一个具体实例。一般而言，电力集线器的常规ac端口可以连接到ac微电网，或者所述ac端口可以连接到dc微电网。因此，电力集线器是主要预期用于车辆内使用的通用电力转换器，但是可以被扩展为将电存储元件链接到另一个存储元件或dc/ac微电网。电力集线器可以连接到ac公用电网，或者由所述电力集线器维持或由诸如可再生风能的其他ac源供应的ac微电网。电力集线器可以可替代地连接到由所述电力集线器维持或由另一个电力集线器供应的dc微电网、dc能量存储元件或诸如光伏电池的dc可再生能源。低频换向方案不限于v2v，并且可用于其他dc微电网应用。

出于解释本说明书的目的，在提及本发明的各种实施方案的元件时，冠词“一”、“一个”、“该”和“所述”意图表示有一个或多个这种元件。术语“包含”、“包括”、“具有”、“需要”和“涉及”及其动词时态变型意图是包容性和开放式的，这意味着可以存在除了所列要素之外的其他要素。

本领域的普通技术人员将了解，图1至图11所示的系统和部件可以包括附图中未示出的部件。为了说明的简单和清楚起见，附图中的元件不一定是按比例绘制的，仅是示意性的，并且不对元件结构进行限制。对于本领域技术人员将显而易见的是，可以在不脱离本发明的如权利要求中所限定的范围的情况下进行许多改变和修改。