一种电场耦合式的电动汽车无线充电技术电压优化方法与流程

本发明涉及电场耦合式无线充电技术领域，具体涉及一种电场耦合式的电动汽车无线充电技术电压优化方法。

背景技术：

随着功率器件开关频率的迅速提升，无线电能传输技术得到了巨大的发展。针对部分特殊供电环境，无线电能传输技术使供电与受电装置摆脱了受限于电缆线的弊端，并以其效率高、灵活度广、安全性强等优点得到了广泛的应用。其中，无线电能传输技术主要有两种实现方式：磁场耦合公式(inductivepowertransfer，ipt)和电场耦合公式(capacitivepowertransfer，cpt)。ipt技术依托高频磁场在几厘米至几米之内传输电能，然而，由于高频磁场会被ipt系统周围电阻率较小的金属屏蔽而形成涡流，并且ipt系统所使用的电能传输线圈需使用高频利兹线绕制，导致ipt系统具有易受周围金属结构影响、成本高、结构复杂等弊端。

与ipt系统不同，cpt系统利用高频电场来传输电能，高频电场并不会在周围金属器件中产生涡流损耗。而且，cpt系统仅依靠低价的金属极板就能够实现无线电能的传输，相对于ipt系统传输电能时使用的高频利兹线与铁氧体磁芯，克服了对金属敏感、成本高的问题，更具可靠性与经济性。因其对比ipt技术的诸多优点，未来能够在汽车、工厂车间等多金属环境中得到广泛应用。

然而，目前cpt系统在电动汽车运用方面并未考虑到金属车壳等导体对耦合结构的影响。在cpt系统利用耦合极板产生的高频电场进行供电时，由于金属车壳与耦合极板间存在寄生电容，会在高频电场中产生高频电压，当其超过安全电压阈值时会对人体造成伤害，造成严重的安全问题。因此有必要对车壳上感应出的电压进行研究，并提出一种降低感应电压的优化方法，以保障cpt系统安全运行。

技术实现要素：

本发明的目的在于：为解决电动汽车充电时，因电动汽车的金属车壳会产生超过安全电压阈值的感应电压，造成人体伤害、降低cpt系统安全性的问题，提供了一种电场耦合式的电动汽车无线充电技术电压优化方法。

本发明采用的技术方案如下：

一种电场耦合式的电动汽车无线充电技术电压优化方法，包括顺次连接的直流电源、电场耦合式无线电能传输电路和负载，电场耦合式无线电能传输电路包括顺次连接的高频逆变器、原边补偿结构、副边补偿结构和高频整流器，原边补偿结构和副边补偿结构通过耦合结构连接，其中：

所述原边补偿结构包括与直流电源的正输入端连接的发射补偿电容cp、与发射补偿电容cp另一端连接的发射线圈l1和发射线圈lp，发射线圈l1另一端连接耦合结构，发射线圈lp另一端分别连接直流电源u的负输入端和耦合结构；

所述耦合结构包括形成一个六极板式耦合结构的模拟地面p5、模拟车壳p6、由四块金属极板组成的耦合极板组，所述耦合极板组包括分别为设置于地下发射侧的发射极板p1和p2、设置于电动汽车上接收测的接收极板p3和p4；所述发射极板p1、发射极板p2、接收极板p3接收极板p4、模拟地面p5和模拟车壳p6两两之间形成一个电容；

所述副边补偿结构包括与耦合结构连接的接收线圈l2、与接收线圈l2另一端连接的接收补偿电容cs和接收线圈ls，接收补偿电容cs另一端和接收线圈ls另一端均连接高频整流器；

电场耦合式的电动汽车无线充电技术电压优化方法的具体步骤如下：

步骤1：确定cpt系统极板间各个电容的参数；

步骤2：根据供电系统要求，确定cpt系统的输入电压vin、输出电压vout以及输出功率pout；

步骤3：选择cpt系统频率v，比较cpt系统频率v与根据步骤1和2中参数计算所得的cpt系统最低频率fmin的大小，若满足v＜fmin，则增大cpt系统频率v至满足v大于fmin；若满足v≥fmin，则进行步骤4；

步骤4：根据步骤3确定的cpt系统频率v计算cpt系统中发射补偿电容cp、接收补偿电容cs的电容值，再计算出cpt系统中各发射线圈和接收线圈的电感值，根据计算出的电感值制作发射线圈和接收线圈并以此来搭建cpt系统电路。

进一步地，所述发射极板p1、发射极板p2、接收极板p3、接收极板p4、模拟地面p5和模拟车壳p6两两之间形成一个电容，由此得到15个电容形成的电容组，基于实际应用与电动汽车时对极板的尺寸、间距要求制作出耦合极板组，再利用仪器测量出15个电容分别对应的电容值，且各参数不会发生变化。

进一步地，所述步骤2中，确定cpt系统的输出功率pout包括以下步骤：

(a-1)、将六极板式耦合结构等效为一个三端口网络模型，其中，发射极板间等效为一个发射端口1，接收极板间等效为一个接收端口2，模拟地面p5与模拟车壳p6之间等效为一个等效端口3，三端口的端口电压分别记为vc1、vc2、vc3；c1、c2、c3分别表示发射端口1、接收端口2和等效端口3的等效自容；ic1、ic2、ic3表示接收端口2与等效端口3对发射端口1、发射端口1与等效端口3对接收端口2、发射端口1与接收端口2对等效端口3产生电磁耦合作用等效出的电流；i1表示发射极板p1和p2接收到的电流，i2表示接收极板p3和p4传输至副边补偿结构的电流，i3表示设想的金属车壳与地面之间的电流；

将直流电源u以及高频逆变器等效为一个交流电压源vin，将输出侧接收到的电压等效为一个交流电压源vout，以iin、iout分别表示高频逆变器输入cpt系统的电流和输入高频整流器的电流；

(a-2)、计算cpt系统电路中只有交流电压源vin作用并将交流电压源vout短路时，发射线圈l1的电感值及输入电流iout；

(a-3)、计算cpt系统电路中只有交流电压源vout作用且交流电压源vin将短路时，耦合极板上的电压值、输入电流iin和接收线圈l2的电感值；

(a-4)、根据上述各数据计算cpt系统的输出功率pout。

进一步地，所述步骤(a-2)中，发射线圈l1的电感值及输入电流iout的计算方法如下：

(a2-1)、当交流电压源vout短路后，接收补偿电容cs和接收线圈ls产生并联谐振，使得经过接收线圈l2的电流i2等于0；由于发射线圈l1与lp串联后和等效自容c1发生并联谐振，使得流经发射补偿电容cp的电流等于0；基于基尔霍夫电压定律，cpt系统电路中各个回路的电压方程如下：

其中，ω表示cpt系统开关角频率，j为复数符号，l1、lp分别表示发射线圈l1、lp的电感值，cm12、cm13、cm23分别表示发射端口1和接收端口2之间的互容值、发射端口1和等效端口3之间的互容值、接收端口2和等效端口3之间的互容值，v′c1、v′c2、v′c3分别表示等效出的三端口互相作用的等效电压值；

(a2-2)、发射端的发射线圈lp与发射补偿电容cp在cpt系统开关频率ω下谐振，且接收端的接收线圈ls与接收补偿电容cs谐振，可得：

将公式(2)带入到方程组(1)中，可得当只有交流电压源vin作用时，六极板式耦合结构中各个等效端口电压分别为：

(a2-3)、引入常数d：

将公式组(3)化简为公式组(5)：

由于此时接收补偿电容cs与接收线圈ls等效为断路，所以此时接收补偿电容cs两端的电压与六极板式耦合结构等效出的等效自容c2上的电压相同，即都为v′c2，由此可得输出电流iout：

(a2-4)、利用原边补偿结构中的发射线圈l1与lp串联后补偿六极板式耦合结构等效出的等效自容c1、再利用副边补偿结构中的接收线圈l2与ls来补偿等效出的等效c2，以抵消电路内部的阻抗，得到发射线圈l1的电感值为：

进一步地，所述步骤(a-3)中，当只有交流电压源vout作用且交流电压源vin将短路时，发射补偿电容cp与发射线圈lp产生并联联谐振，使得流经发射线圈l1与接收补偿电容cs的电流等于0，由此可得耦合极板上的电压值与高频逆变器输入cpt系统的电流值以及接收线圈l2的电感值如下：

公式(8)中，v″c1、v″c2、v″c3分别表示只有交流电压源vout作用且交流电压源vin将短路时，发射端口1、接收端口2、等效端口3的端口电压；

根据功率计算公式可得cpt系统最终的输出功率pout为：

进一步地，所述步骤2中，计算cpt系统频率f包括以下步骤：

(b-1)、根据叠加电源法，将电压vc3的电压值表示为：

vc3＝v′c3+jv″c3(12)

将公式(4)与公式(7)代入公式(12)中，可以得到当选取输入电压vin作为参考向量时，耦合极板等效出的金属车壳与地面间电压vc3的表达式为：

公式(13)中，因输入电压vin、输出电压vout与耦合极板间的参数均固定不变，由此可得，电压vc3的实部与发射补偿电容cp有关，虚部与接收补偿电容cs有关；

(b-2)、引入变量a、b，两变量的值分别为：

由于计算人体接触到金属车壳时所能承受的电压时，需要用到金属车壳与地面间的电压的有效值|vc3|，根据公式(13)和(14)可知，此时：

此时，当a＝b时，可得最小值，且此最小值为即当满足a＝b时，金属车壳与地面间感应出的电压最小，最小值|vc3|min可表示为：

联立公式(14)中两等式，计算得出发射补偿电容cp与接收补偿电容cs的关系如下：

将公式(17)代入公式(16)可得，此时电压vc3的最小值|vc3|min为：

由于耦合极板间的参数固定，且在cpt系统工作时输出功率pout恒定，所以此时vc3的最小值与cpt系统开关角频率ω有关；

(b-3)、cpt系统工作过程中，为保证人身安全，金属车壳上的电压不能超过8.35v，根据系统频率与角频率的关系，结合公式(18)中cpt系统开关角频率ω与电压vc3的关系可知，为使电压vc3的有效值低于8.35v，cpt系统频率f应满足：

即cpt系统最低频率fmin为

进一步地，所述步骤4中，步骤3中确定的cpt系统频率v与cpt系统开关角频率ω的关系为ω＝2πv，计算发射补偿电容cp和接收补偿电容cs的电容值的具体方法为：将公式(17)代入公式(11)中，可得：

由于发射线圈lp与接收线圈ls分别与发射补偿电容cp与接收补偿电容cs在cpt系统频率下谐振，所以可以计算出发射线圈lp与接收线圈ls的电感值：

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

1、本发明中，通过分析系统输出特性，研究电动汽车车壳与耦合结构间寄生电容上所感应的电压，再利用优化后的cllc补偿结构，找到了利用cpt系统频率来调节感应电压的方法，简化了分析步骤。本方法在保证cpt系统具有经济性、可靠性优点的同时，更大大减小了利用cpt系统对电动汽车进行无线充电时车壳上感应出的电压，减小了对人体的伤害，极大地增强了cpt系统的安全性。

2、本发明中，优化后的cllc拓扑结构相较于其他现有耦合结构，既能达到减小串联耦合机构的等效电感值的效果，又能降低cpt系统补偿电感体积并有效降低cpt系统的传输损耗。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为本发明整体结构示意图；

图2为本发明的六极板式耦合结构分析图；

图3为本发明cpt系统电路结构图；

图4为本发明cpt系统电路结构简化图；

图5为本发明整体流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，即所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，术语“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个......”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以下结合实施例对本发明的特征和性能作进一步的详细描述。

实施例1

由于金属车壳在无线电能传输过程中产生的电场中会感应出电压，所以需要对无线电能传输系统结构进行优化来降低金属车壳上的电压，为解决上述问题，本发明较佳实施例提供的一种电场耦合式的电动汽车无线充电技术电压优化方法。如图1所示，包括顺次连接的直流电源、电场耦合式无线电能传输电路和负载，电场耦合式无线电能传输电路包括顺次连接的高频逆变器、原边补偿结构、耦合结构、副边补偿结构和高频整流器。其中，耦合结构包括模拟地面p5、模拟车壳p6和由四块金属极板组成的耦合极板组，耦合极板组包括分别为设置于地下发射侧的发射极板p1和发射极板p2、设置于电动汽车上接收测的接收极板p3和接收极板p4。金属极板可采用铜、铁、铝等其他金属材料制得，本实施例中，四块金属极板均采用水平放置的铝制极板，采用铝制极板具有经济实惠、便捷、抗氧化高的优点。如图2所示，耦合极板组与模拟车壳、模拟地面形成一个六极板式耦合结构，发射极板p1、发射极板p2、接收极板p3、接收极板p4、模拟地面p5、模拟车壳p6两两之间形成一个电容，由此可得到15个电容串并联所形成的电容组。

cpt系统电路结构如图3所示，包括发送端和接收端，其中：

发射端中，u表示直流电源。高频逆变器包括开关s1、开关s2、开关s3和开关s4，开关s1的一端和开关s3的一端相连且构成直流电源u的正输入端，开关s2的一端和开关s4的一端相连且构成直流电源u的负输入端，开关s1的另一端与开关s2的另一端相连，开关s3的另一端与开关s4的另一端相连；vin表示高频逆变器输入cpt系统的电压，iin表示高频逆变器输入cpt系统的电流。原边补偿结构包括与直流电源u的正输入端连接的发射补偿电容cp、与发射补偿电容cp另一端连接的发射线圈l1和发射线圈lp，发射线圈l1另一端连接耦合结构，发射线圈lp另一端分别连接直流电源u的负输入端和耦合结构。

考虑到金属车壳与地面等效的两块极板，因此将六极板式耦合结构等效简化为一个三端口网络模型。其中，发射极板间等效为一个发射端口1，其端口电压记为vc1。与此类似，接收极板间等效为一个接收端口2，其端口电压记为vc2。为研究金属车壳对地面的电压，所以将模拟地面p5与模拟车壳p6之间等效为一个等效端口3，其端口电压记为vc3。图3中，c1、c2、c3分别表示发射端口1、接收端口2和等效端口3的等效自容。ic1表示接收端口2与等效端口3对发射端口1产生电磁耦合作用等效出的电流，ic2表示发射端口1与等效端口3对接收端口2产生电磁耦合作用等效出的电流，ic3表示发射端口1与接收端口2对等效端口3产生电磁耦合作用等效出的电流。i1表示发射极板p1和p2接收到的电流，i2表示接收极板p3和p4传输至副边补偿结构的电流，i3表示设想的金属车壳与地面之间的电流。

接收端中，副边补偿结构包括与耦合结构连接的接收线圈l2、与接收线圈l2另一端连接的接收补偿电容cs和接收线圈ls，接收补偿电容cs另一端和接收线圈ls另一端均连接高频整流器。高频整流器包括二极管d1、二极管d2、二极管d3、二极管d4和滤波电容cr，二极管d1的一端和二极管d3的一端相连且构成高频整流器的正输入端，二极管d2的一端和二极管d4的一端相连且构成高频整流器的负输入端，二极管d1的另一端、二极管d2的另一端和滤波电容cr一端相连，二极管d3的另一端、二极管d4的另一端和滤波电容cr另一端相连；vout表示输入高频整流器的交流电压，iout表示输入高频整流器的电流。rload表示负载，负载连接滤波电容cr。

发射补偿电容cp、发射线圈lp、发射线圈l1、等效自容c1以及接收补偿电容cs、接收线圈ls、接收线圈l2、等效自容c2构成cllc补偿结构。为简化cpt系统电路结构，便于对六极板式耦合结构等效出的电容组进行分析，将直流电源u以及高频逆变器等效为一个交流电压源vin，将输出侧接收到的电压等效为一个交流电压源vout，简化后的cpt系统结构如图4所示。

一种电场耦合式的电动汽车无线充电技术电压优化方法，具体步骤如下：

步骤1：确定cpt系统极板间各个电容的参数，具体根据实际应用与电动汽车时对极板的尺寸、间距等要求制作出耦合极板组，然后利用仪器测量出耦合机构中的15个电容值，以此代入后面的公式进行计算。

步骤2：根据供电系统要求，确定cpt系统的输入电压vin、输出电压vout以及输出功率pout，具体如下：

对图4所示的电路图进行求解，利用叠加电源法，将输出电压vout等效为一个电压源。首先考虑cpt系统电路中只有交流电压源vin作用并将交流电压源vout短路时：

当交流电压源vout短路后，副边补偿结构中的接收补偿电容cs和接收线圈ls产生并联谐振，相当于断路，于是经过接收线圈l2的电流i2等于0。同理，发射端的原边补偿结构中，由于发射线圈l1与lp串联后和等效自容c1发生并联谐振，于是流经发射补偿电容cp的电流同样也等于0。基于基尔霍夫电压定律，本cpt系统电路中各个回路的电压方程如下：

公式组(1)中，ω表示cpt系统开关角频率，j为复数符号，l1、lp分别表示发射线圈l1、lp的电感值，cm12、cm13、cm23分别表示发射端口1和接收端口2之间的互容值、发射端口1和等效端口3之间的互容值、接收端口2和等效端口3之间的互容值，v′c1、v′c2、v′c3分别表示等效出的三端口互相作用的等效电压值。

为了实现cllc补偿结构的特点，发射端的发射线圈lp与发射补偿电容cp在cpt系统开关频率ω下谐振，且接收端的接收线圈ls与接收补偿电容cs谐振，实现了cllc补偿结构可减小连接耦合机构的等效电感值，有效减小系统损耗(即减小阻抗)的特点，并因此可得：

将公式(2)带入到方程组(1)中，可得：当只有交流电压源vin作用时，六极板式耦合结构中各个等效端口电压分别为：

由于在实际应用中，在确定了极板尺寸、间距等因素以后，cpt系统中耦合机构的参数不会发生变化，为了简化表示，可引入一个常数d：

利用公式(4)，可将公式组(3)化简为公式组(5)所示：

由于接收补偿电容cs与接收线圈ls可以等效为断路，所以此时接收补偿电容cs两端的电压与六极板式耦合结构等效出的等效自容c2上的电压相同，即都为v′c2，所以可以得到输入高频整流器的电流iout的值为：

根据cllc补偿结构的特点可知，为了减小cpt系统内部的阻抗，可利用原边补偿结构中的发射线圈l1与lp串联后补偿六极板式耦合结构等效出的等效自容c1。同样的，利用副边补偿结构中的接收线圈l2与ls来补偿等效出的等效自容c2，以抵消电路内部的阻抗，由此可以得到发射线圈l1的电感值为：

考虑cpt系统电路中只有交流电压源vout作用且交流电压源vin将短路时，此时由于原边补偿结构的特性，发射补偿电容cp与发射线圈lp产生并联谐振，导致发射线圈l1被断路，得出流经发射线圈l1与接收补偿电容cs的电流等于0，由此可得耦合极板上的电压值与高频逆变器输入cpt系统的电流值以及接收线圈l2的电感值：

公式(8)中，v″c1、v″c2、v″c3分别表示只有交流电压源vout作用且交流电压源vin将短路时，发射端口1、接收端口2、等效端口3的端口电压。

根据高频整流器的特性，由于高频整流器内不含感抗元件，于是输出电压vout与输出电流iout同相位。根据公式(6)和公式(9)，可得输出电流iout与交流电压源vin相差了90°，同时交流电压源vin与输出电压vout相差了90°，所以可得高频逆变器输出的输入电压vin与输入电流iin同相位。由于输入电压与电流同相，根据无功功率的计算公式可知减小了高频逆变器中的无功功率循环，从而提高了cpt系统效率。

通过根据公式(6)中输出电流iout的表达式可以求得cpt系统输出的电流大小，根据功率计算公式可以求得cpt系统最终的输出功率pout为：

步骤3：选择cpt系统频率v，比较cpt系统频率v与根据步骤1和2中参数计算所得的cpt系统最低频率fmin的大小，若满足v＜fmin，则增大cpt系统频率v至满足v大于fmin；若满足v≥fmin，则进行步骤4。步骤3具体方法如下：

为了确定电压优化方法，由于当选取输入电压vin作为参考向量时，输出电压vout的角度应为-90°。此时，根据叠加电源法，得到的电压vc3表达式可表示为：

vc3＝v′c3+jv″c3(12)

将公式(4)与公式(7)代入公式(12)中，可以得到当选取输入电压vin作为参考向量时，金属车壳与地面间电压vc3的表达式为：

公式(13)中，输入电压vin、输出电压vout与耦合极板间的参数是固定不变的，所以该表达式中，实部与cpt系统原边补偿结构中的发射补偿电容cp有关，虚部与cpt系统副边补偿结构中的接收补偿电容cs有关。

引入变量a、b，两变量的值分别为：

由于计算人体接触到金属车壳时所能承受的电压时，需要用到金属车壳与地面间的电压的有效值|vc3|，根据公式(13)和(14)可知，此时：

此时，当a＝b时，可得最小值，且此最小值为

由以上分析可知，当满足a＝b时，金属车壳与地面间感应出的电压最小，最小值|vc3|min可表示为：

通过将公式(14)中两等式联立，可以计算得出发射补偿电容cp与接收补偿电容cs的关系如下：

将发射补偿电容cp与接收补偿电容cs的关系代入公式(16)可得，此时电压vc3的最小值|vc3|min，为：

人体在高频电场中的电阻约为500ω，根据国际保准，流经人体的频率为100khz至110mhz的电流有效值不能超过16.7ma，所以在充电时车壳上的电压不能超过8.35v。由于耦合极板间的参数是固定的，且在cpt系统工作时输出功率pout是恒定的，所以此时vc3的最小值与cpt系统开关角频率ω有关。根据系统频率与角频率的关系(ω＝2πf)，结合公式(18)中cpt系统开关角频率ω与电压vc3的关系可知，为使电压vc3的有效值低于8.35v，cpt系统频率f应满足：

即cpt系统最低频率fmin为

步骤4：根据步骤3确定的cpt系统频率v计算cpt系统中发射补偿电容cp、接收补偿电容cs的电容值，再计算出cpt系统中各发射线囤和接收线圈的电感值，根据计算出的电感值制作发射线圈和接收线圈并以此来搭建cpt系统电路。

此时，cpt系统开关角频率ω与步骤3确定的cpt系统频率v的关系为ω＝2πv，将公式(17)代入公式(11)中，可得到此时发射补偿电容cp与接收补偿电容cs的电容值：

由于发射线圈lp与接收线圈ls分别与发射补偿电容cp与接收补偿电容cs在cpt系统频率下谐振，所以可以计算出发射线圈lp与接收线圈ls的电感值：

通过公式(7)与公式(10)可知，发射线圈l1与接收线圈l2的电感值同样可以通过发射补偿电容cp与接收补偿电容cs的电容值计算得出。

本cpt系统的工作原理具体如下：根据步骤4计算得到的补偿电感高频逆变器将直流电源提供的直流电变为高频交流电，并传送至原边补偿结构，高频交流电通过原边补偿结构后在发射极板p1与p2上激发出高频交变电场，此时放置在电动汽车底部的接收极板p3与p4在高频交变电场中的感应出位移电流，电能在经过副边补偿结构后由高频整流器变为直流电供给负载使用。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。