专利名称：绝缘电阻交流检测方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种绝缘电阻交流检测方法及装置。
现有的绝缘电阻监测仪在进行绝缘电阻常规检测时所采用的直流并电阻检测电压方法是合理的，但它不能用于支路绝缘电阻的检测。
在进行支路绝缘电阻检测时，只能采用在该支路入口处，检测支路对地漏电流方法。为此在支路母线入口加装漏电流传感器。可采用直流或交流检测方法。目前所采用的交流漏电流检测方案是可行的，并已经初步达到了绝缘电阻检测目的。由于与绝缘电阻并联的大电容的影响，所采用的交流电压频率选为10HZ也是合适的。考虑到目前已有的技术基础以及产品生产对时间的要求，应以采用交流方案为佳。
目前采用的交流漏电流传感器是电流互感器。为了保证电流互感器低负载要求，从电流互感器所获得的信号很弱，如
图1所示。获得感应电势后，还需要几十万倍的高增益放大器，对其增益和相移误差均有很高要求。为了解决内部噪声和外部干扰的影响，采用了高、低通滤波器及50HZ陷波器。为了解决失调电压引起的各级直流零位输出，必须在级间加隔直电容。每一个通道共采用了11个运算放大器。要满足测量系统对其增益和相移误差的要求是很困难的。采用单片机进行频繁的校正，即用标准信号进行“整定”，并不是最好的方法。作为一个与检测精度极为相关的信号放大系统，采用现有方案，虽然也可进行测量，但其精度和稳定性却很难保证，严格讲是不合理的。现采用信号放大通道，虽然也可作局部性改进，但意义不大。
另外，由于存在容性漏电流，而且有时可能很大，会给绝缘电阻漏电流检测带来很大困难。采用现有方案，在绝缘电阻和电容均比较大时，很难准确测量绝缘电阻，测量结果甚至不可信。即使采用部分补偿容性漏电流，也限制了高绝缘电阻的准确测量。因此必须解决容性漏电带来的影响。
本发明的目的就是为了解决以上问题，提供一种绝缘电阻交流检测方法及其装置，实现高精度、高稳定性测量，并解决容性漏电带来的影响。
为实现上述目的，本发明提出一种绝缘电阻交流检测方法及其装置。
本发明所提出的检测方法是利用加装在被测绝缘电阻支路母线入口处的电流互感器进行检测，其特征是包括以下步骤1)通过补偿电路驱动补偿线圈产生一个方向与原边磁势方向相反的补偿磁势，抵消原边所产生和磁势；2)测量补偿后的剩余磁势ΔIW所产生的副边感应误差电势；3)根据补偿后的副边感应电势的方向和大小，调整补偿磁势，直到剩余磁势ΔIW趋近于零；4)测量剩余磁势ΔIW趋近于零时补偿电路的参数，并据此计算出被测绝缘电阻的参数。
本发明所提出的检测装置包括加装在被测绝缘电阻支路母线入口处的电流互感器，该互感器的原边是被测支路母线；其特征是还包括设置于互感器原边的补偿线圈，该补偿线圈由补偿电路驱动，其形成的磁势方向与原边磁势方向相反，以抵消原边所产生和磁势；测量装置，输入端连接于互感器副边，用于测量补偿后的剩余磁势ΔIW所产生的副边感应误差电势；调整装置，接于补偿线圈，用于根据补偿后的副边感应电势的方向和大小，调整补偿磁势，直到剩余磁势ΔIW趋近于零；测量装置，与调整装置相连，用于测量剩余磁势ΔIW趋近于零时补偿电路的参数；计算装置，根据补偿电路的参数计算出被测绝缘电阻的参数。
由于采用了以上的方案，利用补偿磁势，将磁芯从电流互感器激磁耦合工作状态转变为磁势比较工作状态，将磁芯变为比较环节，降压了副边感应势的测量要求，避免了复杂高增益放大、滤波、陷波电路等后续电路，从而实现高精度、高稳定性测量；通过合理选择电路结构，还可使电路也得到精简。由于用补偿法，可以解决容性漏电带来的影响。
图1是现有技术的检测电路示意图。
图2是本发明实施例一的电路示意图。
图3是本发明实施例一的原理方框示意图。
图4是本发明实施例二的电路示意图。
图5是本发明实施例三的电路示意图。
图6是本发明实施例四的辅助移相电路示意图。
图7是本发明实施例四的感应电势与误差放大器输出电压关系示意图。
下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。
本发明的方案设计还兼顾了以下几方面的要求1)由于已有成型的产品设计，从经济效益、生产管理和市场压力等方面考虑，在提出改进方案时，必须在电气和结构上充分考虑现有方案的兼容性。2)应充分利用设计思想的改进，以降低对硬件的要求，尽可能采用现有的元器件，避免选用新器件。3)在提高技术性能，检测精度和可靠性的前提下，应减少电路环节，减少元器件总数，以降低成本。
为了提高检测精度，关键问题是如何准确测出漏电流，并区分出电阻性漏电流和电容性漏电流。围绕这个问题，文章就作在磁芯上。作为电流互感器，理想情况是希望原副端磁势平衡，即误差磁势ΔIW=I1W1-I2W2尽可能接近于零。由于它用于激磁，以产生感应电势，为减小激磁磁势，不仅要求有足够大的磁芯截面积和很高的导磁率，同时也要求副端负载阻抗应该很低，以保证副端很低的感应电势，这样才能保证副端电流与原端电流的幅值和相位精度。而副端电流又必须变换为电压信号，由于I1本身就很小，而I2更小，现用的磁芯又不能保证I2的幅值和相位精度，且信号很弱，信噪比则很差，必然对信号放大电路提出很高要求，实现起来就困难重重。必须采用滤波，抑制噪声和干扰，避免末级对前级的寄生耦合，必须保证准确的增益和很低的相移，以便准确的区分电阻性和电容性漏电流，才能准确测量绝缘电阻。实现起来相当困难，要解决问题，就需要另僻新的途径。
这可以在磁芯上想办法将磁芯从电流互感器激磁耦合工作状态转变为磁势比较工作状态。将磁芯变为比较环节。只要能达到很小的磁势比较误差，提高检测精度就有了基本保障。这就是本发明的思想，可称为“磁势比较法”。本方法也是利用加装在被测绝缘电阻支路母线入口处的电流互感器进行检测，但其有自己独到的特征，体现在以下步骤中1)通过补偿电路驱动补偿线圈产生一个方向与原边磁势方向相反的补偿磁势，抵消原边所产生和磁势；2)测量补偿后的剩余磁势ΔIW所产生的副边感应误差电势；3)根据补偿后的副边感应电势的方向和大小，调整补偿磁势，直到剩余磁势ΔIW趋近于零；4)测量剩余磁势ΔIW趋近于零时补偿电路的参数，并据此计算出被测绝缘电阻的参数。
实现上述步骤的装置包括加装在被测绝缘电阻支路母线入口处的电流互感器，该互感器的原边是被测支路母线；其特征是还包括1)设置于互感器原边的补偿线圈，该补偿线圈由补偿电路驱动，其形成的磁势方向与原边磁势方向相反，以抵消原边所产生和磁势；2)测量装置，输入端连接于互感器副边，用于测量补偿后的剩余磁势ΔIW所产生的副边感应误差电势；3)调整装置，接于补偿线圈，用于根据补偿后的副边感应电势的方向和大小，调整补偿磁势，直到剩余磁势ΔIW趋近于零；4)测量装置，与调整装置相连，用于测量剩余磁势ΔIW趋近于零时补偿电路的参数；5)计算装置，根据补偿电路的参数计算出被测绝缘电阻的参数。
下面通过四个实施例，介绍采用上述“磁势比较法”的两种具体方案一种是闭环负反馈法，另一种是自动补偿法。
实施例一见图2、3，这种方法是将原端母线电流作为输入磁势，而原来采用的电流互感器副端(230匝)改为误差磁势ΔIW的感应电势端。所述补偿磁势由负反馈电路控制产生，该负反馈电路接收副边感应电势，经处理后产生一个电流，输入到补偿线圈。所述负反馈过程包括1)接收从副边测得的误差电势信号；2)将该信号进行90度相移后，加两级高增益放大，并在级间隔直处理；3)最后经补偿绕组和接地阻抗RN进行磁势的负反馈。
相应地，其电路包括负反馈电路，该负反馈电路用于控制产生补偿磁势，该负反馈电路接收副边感应电势，经处理后产生一个电流，输入到补偿线圈。所述负反馈电路包括1)输入端，它与副边相连，用于接收从副边测得的误差电势信号；2)移相装置，用于将该信号进行90度相移；3)两级放大装置，用于将移相后的信号加两级高增益放大，其输出端接于补偿绕组；4)隔直电路，接于两级放大装置之间，用于在级间隔直处理；5)接地阻抗RN，接于补偿绕组和地线之间。
其工作状态是开路状态，其感应电势为ΔE`=-jωW3USLΔI`W]]>式中S为磁芯截面积，L为磁芯平均周长，j为虚数单位、`ω为角速度、U为电压、I为电流W3为互感器副端线圈匝数。(字母上面加一点表示矢量；公式最后的ΔIW是一个变量，表示剩余磁势或误差磁势)ΔE迟后于误差磁势ΔIW为90。，为了实现负反馈，需将误差电势进行90。相移，可采用积分放大器来实现。为了保证积分器正常工作，必须用高电阻进行直流负反馈。为了保证闭环系统有足够高的环路增益，再加级高增益放大器，两级间加隔直电路。经第二级放大后，再通过另外加装的W2(取10匝)绕组和接地阻抗RN进行磁势的负反馈。在有足够大的环增益条件下，就可以大大降低误差磁势ΔIW，使输出电压U0能够比较准确的反应输入漏电流大小和相应。此闭环系统电路如图2所示，其反馈原理框图如图3所示。图中H1(S)为误差磁势到感应电势E的传递函数。H1(S)=EΔIW=-SW3SUL=-h1S]]>式中L、S为磁芯几何尺寸、U为磁芯导磁率；h1=W3SUL]]>为从误差磁势到电势的变换系数。当W2=10、W3=230时，实测h1=0.19毫伏/毫伏匝。H2(S)=U1E=-R2R1(1+SR2C1)]]>其中U1为增益后的输出电压，R1、R2、C1是图中电阻电容的值。当在10HZ下，其增益h2=160，相移为90°。
H3(S)为隔直电路的传递系数。H3(S)=U2U1=SR3C21+SR3C2]]>其中R3、C2为电路中的电容、电阻数值，U2为隔直后的输出电压。当10HZ时，隔直电路的传递系数，h3=0.995，相移5.7°H4(S)为输出放大器的增益系数，H4(S)=U0U2=R4+R5R4·1+S(R4//R5)C41+SR5C4]]>其中U0为输出电压，R4、R5、C4为电路中的电阻电容值。当10HZ时，此放大器的增益为h4=1000倍，相移为零。
F(S)为反馈环节的传递函数。 其中RN为接于补偿线圈和地线之间的电阻。因此，此例的闭环系统在10HZ的环路增益为HF=h1·h2·h3·h4·F=30.4通过试验，当输入交流电压为4V，它在10KΩ电阻上产生400微安电流，给磁芯输入0.4毫安匝磁势，闭环系统输出为0.4V交流电压。从示波器上观测，输入输出波形近于重合。理论估计会有3～4％的幅值误差，1.7°左右的相移误差。为了进一步减少这两项误差，可以增大W3匝数，和增大磁芯载面。若现提高环路增益5～6倍，达到150～200倍的环路增益，则可达到小于1％的幅值误差和小于0.4°的相移误差。
通过实验观测到输出波形中还有一些高低频干扰。主要是前级噪声和干扰等因素引起的，可采用高、低通滤波方法滤掉，即经过前级放大后，增加高、低通滤波。同时需要从0.4伏放大到4伏，需完成十倍放大。这样，48个通道可以共用一个高、低通滤器(可兼有10倍放大)。这样，每一通道4～5个运放来完成。上述只完成了从漏电流到电压的准确变换。然后可采用相关技术，从中检测出电阻性漏电流，则可完成绝缘电阻的检测。
此方案，也存在不足之处(1)运放总数增加，从原方案72个运放，增加到48×2=99个，增加了27个。(2)对磁芯改动较大，与原方案的兼容性差。
实施例二见图4，本实施例示出了另一种方法自动补偿法。其设计思想仍然是把磁芯作为磁势比较环节。前者由于环路增益有限，会带来剩余磁势引起的误差。若反馈磁势不是由反馈放大器来提供，而是由一个磁势电流可调的补偿器来提供I2W2磁势。通过感应电势是否为零来判断是否达到完全补偿状态。可以使误差磁势达到近于零的误差，显然误差更小。这种方法，对误差电势放大器的要求也比较低。通过试验可验证此方案的可行性。
电路如图4所示，其中调整装置包括1)输入端，直接接于互感器原边，用于输入原边电流信号；2)可调相移装置，与输入端相连，用于将原边电流信号进行90度相移；3)第一可调放大装置，用于将相移后的信号进行放大；4)第二可调放大装置，与输入端相连，用于将原边电流信号直接放大；5)接地阻抗RN，接于补偿绕组和地线之间；6)电路中还包括反相加法器，用于将放大后的两路信号经反相后相加，并将相加后的信号接至补偿绕组。
图4中，A1和A2为增益可调的反相放大器，A3为积分器，用于产生90°移相器，A4为反相加法器，其输出电压U0通过RN电阻给出合成的补偿磁势(电流)。I`2=U0RN=UNRW1R1RN+jUNRW2R2RN]]>分别调节Rw1和Rw2来达到补偿磁势电流I2的调节目的。被测的漏电流为I1I`1=I`RX+I`CX=UNRX+jWCXU`N]]>当达到完全补偿I2=I1时，则被测绝缘电阻RX和电容CX，分别存在下面关系式RX=R1RW1RN=UNRNUR]]>CX=RW2ωR2RN=UCωUNRN]]>UN、RN、f为已知，则可通过测UR和UC值来计算绝缘漏电阻RX和电容CX。
实验中分别选择RN=10.043KΩ、3.29KΩ和0.995KΩ三种电阻。运行实验。测试结果如表一中数据所示。表一
实施例三考虑到当电容CX很大，一般为固定值，而容性电流又较大，而漏电流测量范围很大，不宜采用同一个RN值，分别将二者分开，电路改动如图5所示，所述接地阻抗RN分为两个一个为用于补偿容性漏电流的容性补偿电阻RNC，另一个为补偿普通漏电流的阻性补偿电阻RNR；所述容性电阻RNC一端经补偿绕组与第一路放大后的信号相连，另一端接地；所述阻性电阻RNC一端经补偿绕组与第二路放大后的信号相连，另一端接地。
本例的实测数据和结果如表二所示。
表二
从上述实验测试结果可见，此测量方案比原采用的测量方案，其检测精度有较大提高。当电容和漏电阻均比较大时，其漏电阻测量精度有所下降。产生误差的原因之一是积分器所产生的90°相移存在误差所致。由此产生一个等效的电阻性漏电流，使测量值低于实际值。
下面计算一下由此相移误差带来的误差。以图三为例。CX的容性漏电流为lCX=jωCXUN达到补偿时的补偿电流函数为I`C=-UCRN=UNRN·R4(R3+RW3)1+SR4C]]>其补偿电流为I`C(W)=U`NR4RN(R3+RW3)1+(ωR4C)2×e-jφ]]>φ=arctg(ωR4C)调节Rw3使R4(R3+RW3)1+(ωR4C)2=1]]>，即使A3输出电压值U3=UN。当f=10Hz时，积分器相移φ=-0.89.59°,90°相移误差为0.41°，即 弧度。I`C=UNURej89.59o=UNRNtg0.41o-jUNRN]]>在容性电流达到补偿时，同时产生了一个电阻性误差电流ΔIR=UNRNtg0.41o=UN138RN]]>它等效为一个与RX并联的漏电阻R′X，量值关系为RX′=UNΔIR=138KΩ(RN=1KΩ)]]>如表一中，RX=46.9KΩ,CX=10.24μf,RN=0.995K，实测Rx=36.1KΩ。若考虑到R′X的影响，实测值应反应的是RX=46.9K∥138KΩ=35KΩ1考虑R′X的影响，对测量数据进行修正，则被测RX应为
对表一部分数据进行修正，如表三所示表三
实施例四从以上分析可见，应进一步减少90°移相器的移相误差，在图5电路中加一个辅助移相电路，这就形成了实施例四的电路，如图6所示。在实施例三中的电路上，增加辅助相移器，这也是可调的相移器，用于在将第一路信号进行90度移相时，加上辅助移相，实现90度移相的准确调整；所述辅助相移器输入端接原边电压信号，输出端接可调相移装置的输入端。
分析如下此时的90°移相器的传递函数为H3(S)=U3UN=-R4(1-SRW4R3R5C2)R3(1+SR4C1)]]>H3(ω)=R41+(ωRW4R3R5C2)2R31+(ωR4C1)2]]>相移角Φ=arctgωR4C1+arctgωRW4R3R5C2]]>为满足φ=90°(f=10HZ)则要求arctgωRW4R3R5C2=90o-89.51o=0.41o]]>若R5=R3,C2=0.01μF则RW4=tg0.41oωC2=11.4KΩ]]>为达到90°的相移，可以通过实验进行调整。当只接CX时，调节UR=0，此时，可以分别调节UC和RW4，使误差电势达到零。即完成90°相移的准确调整。
实施例二到四是方案二的三种例子。方案二是比较可行的方法，其优点是由于分别完成了电阻性和电容性漏电流补偿、不仅能准确测出漏电阻，同时也可测出电容，补偿是比较彻底的，误差比较小；电流互感器的磁芯不用作大的改动；将付端线圈改为感应线圈，适当增加匝数，“整空”线圈为并行一匝为补偿线圈，磁芯有增大截面积的余地，可适当增加；对误差放大器的要求不高；为了更好辨别零状态，可采用选通放大器，滤掉三次谐波和其它干扰。
实验表明感应电势大小与误差放大器输出电压具有近于线性关系。下面表四为测试数据，图7为近于直线的关系曲线。
表四
若RX=50KΩ则IRX=4伏/50KΩ=0.08毫安匝，若达到10％误差，则ΔIRX=8微安匝，应至少将电压补偿到0.2伏以下。
输出电压大小，可以用于大致估计达到平衡的接近程度。
为了实验UR和UC的调节，可采用D/A变换器，用UN作UREF,D为调整参数，则D/A输出电压。
U0(t)=DUNSinωt每次补偿完后应保存D值。
为实现48个通道的检测目的。每个磁芯接一个前置放大器，然后共用第二级放大和一级选通滤波器。再考虑到用两个运放的移相器，这样共享采用运放的个数为N=48×1+2+2=52个比原方案少20个运放。另需两个D/A变换器。在本发明中，如何将误差信号补偿到零或准零状态，这至关重要。它影响检测精度和检测速度。上述不同的实施例的着眼点也在这里。但是，本发明的根本特点是将磁芯从电流互感器激磁耦合工作状态转变为磁势比较工作状态，将磁芯变为比较环节，作为整个信号前向通道的反馈环的一部分。如果有此设计思想和原理的，都属于本发明的保护范围。
权利要求
1.一种绝缘电阻交流检测方法，利用加装在被测绝缘电阻支路母线入口处的电流互感器进行检测，其特征是包括以下步骤1)通过补偿电路驱动补偿线圈产生一个方向与原边磁势方向相反的补偿磁势，抵消原边所产生和磁势；2)测量补偿后的剩余磁势(ΔIW)所产生的副边感应误差电势；3)根据补偿后的副边感应电势的方向和大小，调整补偿磁势，直到剩余磁势(ΔIW)趋近于零；4)测量剩余磁势(ΔIW)趋近于零时补偿电路的参数，并据此计算出被测绝缘电阻的参数。
2.如权利要求1所述的绝缘电阻交流检测方法，其特征是所述补偿磁势由负反馈电路控制产生，该负反馈电路接收副边感应电势，经处理后产生一个电流，输入到补偿线圈。
3.如权利要求2所述的绝缘电阻交流检测方法，其特征是所述负反馈过程包括接收从副边测得的误差电势信号；将该信号进行90度相移后，加两级高增益放大，并在级间隔直处理；最后经补偿绕组和接地阻抗(RN)进行磁势的负反馈。
4.如权利要求3所述的绝缘电阻交流检测方法，其特征是经过前级放大后，增加高、低通滤波。
5.如权利要求1所述的绝缘电阻交流检测方法，其特征是所述补偿磁势由外加可调电路控制产生，外加可调电路控制补偿磁势的过程包括如下步骤直接取原边电流信号，将该信号分为两路，第一路进行90度相移后，进行放大；第二路直接放大；最后经补偿绕组和接地阻抗(RN)进行磁势的负反馈。
6.如权利要求5所述的绝缘电阻交流检测方法，其特征是将放大后的两路信号经反相后相加，将相加后的信号经补偿绕组和接地阻抗(RN)进行磁势的负反馈。
7.如权利要求5所述的绝缘电阻交流检测方法，其特征是接地阻抗(RN)分为两个一个为用于补偿容性漏电流的容性补偿电阻(RNC)，另一个为补偿普通漏电流的阻性补偿电阻(RNR)，放大后的信号，第一路经补偿绕组和接地阻抗(RNC)进行磁势的负反馈，第二路经补偿绕组和接地阻抗(RNR)进行磁势的负反馈。
8.如权利要求5或6或7所述的绝缘电阻交流检测方法，其特征是在将第一路信号进行90度移相时，加上辅助移相，实现90度移相的准确调整。
9.一种绝缘电阻交流检测装置，包括加装在被测绝缘电阻支路母线入口处的电流互感器，该互感器的原边是被测支路母线；其特征是还包括设置于互感器原边的补偿线圈，该补偿线圈由补偿电路驱动，其形成的磁势方向与原边磁势方向相反，以抵消原边所产生和磁势；测量装置，输入端连接于互感器副边，用于测量补偿后的剩余磁势(ΔIW)所产生的副边感应误差电势；调整装置，接于补偿线圈，用于根据补偿后的副边感应电势的方向和大小，调整补偿磁势，直到剩余磁势(ΔIW)趋近于零；测量装置，与调整装置相连，用于测量剩余磁势(ΔIW)趋近于零时补偿电路的参数；计算装置，根据补偿电路的参数计算出被测绝缘电阻的参数。
10.如权利要求9所述的绝缘电阻交流检测装置，其特征是所述调整装置包括负反馈电路，该负反馈电路用于控制产生补偿磁势，该负反馈电路接收副边感应电势，经处理后产生一个电流，输入到补偿线圈。
11.如权利要求10所述的绝缘电阻交流检测装置，其特征是所述负反馈电路包括输入端，它与副边相连，用于接收从副边测得的误差电势信号；移相装置，用于将该信号进行90度相移；两级放大装置，用于将移相后的信号加两级高增益放大，其输出端接于补偿绕组；隔直电路，接于两级放大装置之间，用于在级间隔直处理；接地阻抗(RN)，接于补偿绕组和地线之间。
12.如权利要求11所述的绝缘电阻交流检测装置，其特征是在前级放大的后面，接有高、低通滤波电路。
13.如权利要求9所述的绝缘电阻交流检测装置，其特征是所述调整装置包括输入端，直接接于互感器原边，用于输入原边电流信号；可调相移装置，与输入端相连，用于将原边电流信号进行90度相移；第一可调放大装置，用于将相移后的信号进行放大；第二可调放大装置，与输入端相连，用于将原边电流信号直接放大；接地阻抗(RN)，接于补偿绕组和地线之间。
14.如权利要求13所述的绝缘电阻交流检测装置，其特征是还包括反相加法器，用于将放大后的两路信号经反相后相加，并将相加后的信号接至补偿绕组。
15.如权利要求13所述的绝缘电阻交流检测装置，其特征是所述接地阻抗(RN)分为两个一个为用于补偿容性漏电流的容性补偿电阻(RNC)，另一个为补偿普通漏电流的阻性补偿电阻(RNR)；所述容性电阻(RNC)一端经补偿绕组与第一路放大后的信号相连，另一端接地；所述阻性电阻(RNC)一端经补偿绕组与第二路放大后的信号相连，另一端接地。
16.如权利要求13或14或15所述的绝缘电阻交流检测装置，其特征是还包括辅助相移器，它也是可调相移器，用于在将第一路信号进行90度移相时，加上辅助移相，实现90度移相的准确调整；所述辅助相移器输入端接原边电压信号，输出端接可调相移装置的输入端。
全文摘要
本发明公开一种绝缘电阻交流检测方法及装置，将磁芯从电流互感器激磁耦合工作状态转变为磁势比较工作状态，将磁芯变为比较环节，作为整个信号前向通道的反馈环的一部分。本发明提高了测量的精度和稳定性，可用于支路绝缘电阻的检测。
文档编号G01R27/18GK1317696SQ0013636
公开日2001年10月17日 申请日期2000年12月16日 优先权日2000年12月16日
发明者段尚枢, 张冬艳, 罗侍田, 黄建盛 申请人:深圳市华为电气技术有限公司