专利名称：用在全球定位系统接收机中的互相关减轻方法和装置的制作方法
背景相关申请本申请要求美国临时申请号为60/395217、2002年8月10日公开的专利的优先权。
领域本发明一般涉及全球定位系统(GPS)接收机的领域，尤其涉及用于减轻GPS接收机中卫星信号干扰的方法和装置。
背景众所周知，全球定位系统(GPS)设计领域中，GPS接收机通过计算相对的信号到达时间(TOA)而确定它们的位置，所述信号同时从绕地球而行的多个GPS卫星(这里也称为空间飞行器(SV))被发送。如相关美国专利中所述，GPS卫星发送卫星定位数据和时钟定时数据(此数据在GPS领域被称为“星历”数据)，所述美国专利号为6236354，于2001年5月22日发表在Krasner上(此后称为‘354专利)，通过引用被完全结合于此。
如结合的‘354专利中所述，GPS接收机确定到多个GPS空间飞行器(SV)的伪范围，并且使用所计算的伪范围和卫星定时/星历数据来计算接收机的位置。伪范围是从每个SV接收的信号与本地时钟信号之间测量的时间延时值。一旦获取和跟踪GPS信号则从GPS信号提取星历和定时数据，。获得GPS信号需要几分钟，必须使用足够强度的接收信号来完成，以便达到低差错率。
GPS SV发送称为L1(主要频率)和L2(次要频率)的两个载波频率。每个SV发送的载波频率通过具有伪随机噪声(PRN)码的扩频码和导航数据消息调制，所述伪随机噪声码(这里也被称为PN序列)对于每个SV唯一。所有SV使用相同的两个载波频率发送，然而由于唯一的PRN码调制，它们的信号通常彼此干扰不严重。因为每个GPS SV被分配给一个唯一的PRN码，而且因为所有PRN码序列几乎彼此不相关，所以SN信号能使用皆知的码分多址(CDMA)数据传输技术被分离并且解码。
可供民用GPS应用的PRN码被称为C/A(粗/捕获)码，并且具有1.023MHz的二元反相速率或者“码片形成”速率，以及对于1毫秒的编码周期有1023个“码片”的重复周期。术语“码片”和“码片形成”速率代替术语“比特”而被使用，来指示PRN码中不包含数据信息。码序列属于称为“Gold”码的系列，而且每个GPS卫星广播一个具有唯一Gold码的信号。
简言之，对于从给定GPS卫星接收的信号，接收机将接收信号与它的本地存储器内包含的适当Gold码的存储复制品相乘，然后将乘积积分，以便获得信号存在的指示。此过程被称为“相关”操作。通过连续地调整此存储复制品相对于接收信号的相对定时以及观察相关输出，接收机能确定接收信号和本地时钟之间的时间延时。最初确定此输出的存在被称为信号的“捕获”。一旦信号捕获发生，则此过程进入“跟踪”阶段，其中以小量调整本地参考的定时，以便维持高的相关输出。
为了捕获和跟踪与几个其它SV在相同视野内的一个SV，GPS接收机通常为期望的SV和复制载波信号一起复制PRN码，包括载波频率中多普勒漂移造成的多普勒效应。因此，GPS信号的捕获和跟踪过程是“二维”(码和载波)信号复制过程，其中SV PRN码和载波频率被复制。例如，当捕获和跟踪“码相位”维内的SV信号时，GPS接收机首先复制SV发送的、要被捕获的PRN码，然后GPS接收机移动复制码的相位，直到它与SV PRN码相关。当GPS接收机复制码的相位与引入的SV PRN码的相位匹配时，最大相关发生。当复制码的相位在进入的SV PRN码的任何一边偏移多于一个码片时，最小相关发生。
GPS接收机也检测“载波相位”维中SV发送信号。GPS接收机通过复制包括相对载波频率的多普勒漂移的SV载波频率而完成载波相位维捕获和跟踪。众所周知，多普勒引起的效应是由于接收机和SV之间的直视线相对动态变化。如果在码相位(或范围相位)维捕获和跟踪过程期间，接收机不同时调整(或调谐)它的复制载波信号以便复制载波信号与期望的SV载波的频率匹配，则码相位维内的信号相关过程由于GPS接收机产生的频率响应滚降特性而严重衰减。这具有结果接收机决不会捕获SV。
而且，如果由于SV码和载波频率在初始搜索过程期间被成功复制而使SV信号在开始时就被成功捕获，但接收机随后失去对SV载波频率的跟踪，则接收机也失去码跟踪。因此，在载波多普勒频率维中(即，载波相位维中)，GPS接收机通过首先搜索期望SV的载波多普勒频率，然后跟踪SV载波多普勒状态而完成载波匹配(也称为“扫掠”)。通常GPS接收机通过调整它的复制载波频率生成器的额定载波频率以补偿SV载波信号上由接收机和SV之间的直视线相对动态变化造成的多普勒引起效应，来执行此过程。
全球定位系统使用多重卫星来进发地向GPS接收机发送信号，以允许通过测量多个发送信号之间的到达时间的差异而定位接收机。一般，从不同的卫星发送的信号彼此干扰不严重，因为它们使用不同的PRN码，所述PRN码对于每个卫星唯一，其中PRN码几乎彼此正交。较低的干扰条件取决于彼此相似的接收信号的功率电平(幅度)。
然而在某些操作条件下，一个或多个卫星信号相对于其它卫星信号被大大削弱。例如，这样的操作条件可以由某些卫星信号的阻塞引起，如发生在城市峡谷环境中。在这些条件下，强GPS信号的存在引起的干扰降低检测和跟踪较弱GPS信号的能力。如关于GPS系统的一优秀篇章中所描述，所述篇章标题为“UnderstandingGPS Principle and Applications”、Elliott D.Kaplan编辑、1996年由ArtechHouse出版，并且被结合于此来使用它关于GPS系统和接收机(后面称为“Kaplan”篇章)的原理，因为GPS C/A-码长度在1023码片处是一种折中，互相关属性(即，唯一的PRN码之间的互相关)在某些操作条件下可能差。下面的表1示出了对于任何两个码之间都是零多普勒差的互相关功率。表1从结合的Kaplan篇章的表4.7(出现在115页)中选出，但它已经被修订可以反映发明者执行的仿真结果。
如GPS接收者设计技术中所公知，当干扰的SV在目标SV的搜索频率相关的某些频率上发送时，产生互相关激励。如下面的表1所示，当多普勒频率为0Hz，互相关功率选用三个特定值之一，所述特定值与较强SV的功率相关(假定对于两个SV码片边界被同步)。C/A码互相关函数具有峰值电平，对于任何两个码之间都是0多普勒差值的最大自相关所述峰值电平可能差到-24dB。
表1 C/A码最大互相关功率(0多普勒差值)因为C/A码具有1ms的周期，当干扰SV和目标SV之间的多普勒差值是1kHz的倍数时，最有效的互相关发生。在其它频率上也有较弱的互相关。下面表2(从结合的Kaplan篇章的116页上表4.8复制而得)示出多普勒差值为1、2、3、4和5kHz的互相关分布。如表2中所示，当多普勒差值非零并且为1kHz的倍数时，最差情况的互相关功率为-21.1dB(相对于干扰SV)。
表2 对于具有非零多普勒频率差值(1kHz的多普勒差值增量)的两个SV的C/A码最大互相关功率在某些多普勒差值和天线增益条件下，此互相关可以引起虚假的捕获。例如，如结合的Kaplan篇章中所描述，非期望SV可能具有大约比期望的SV C/A码信号强7dB的C/A码信号。如果期望的SV在地平线上低，则存在增加的多径损失，以及降低的GPS接收机天线增益，这导致典型的4db的纯损失。如果不希望的SV的仰角较高，大气损失减小了并且GPS接收机的天线增益增加了，这导致典型的3dB的纯损失。SV仰角的差异将信号差别又降低7dB。作为对两个SV的用户仰角差值函数的天线SV阵列增益变化也对不希望的较强SV信号又产生高达2dB的增益。在两个SV之间的信号条件为互相关过程期间只有21dB的C/A码区别时，希望的SV信号和不希望的信号之间的差别只有5dB(21dB-16dB)。
作为这些互相关的结果，GPS接收机可能虚假地捕获较强的SV信号。因此，要求一种识别和减轻GPS接收机中的这些互相关效果的方法。GPS接收机设计应该实现复杂的C/A码搜索过程，所述过程避免“旁瓣”和不希望SV捕获。然而，互相关减轻方法和装置应该可以在GPS接收机中便宜且方便地实现。本发明提供减轻GPS接收机中接收的卫星信号之间互干扰的这样一种方法和装置。
发明摘要描述了全球定位系统(GPS)接收机中减轻接收的卫星信号上互相关信号效果的方法和装置。GPS接收机从相应的和相关的多个GPS空间飞行器(SV)接收多个卫星信号。发明的GPS搜索模式结构被用于检测SV信号和识别潜在的互相关。在一实施例中，GPS搜索模式结构包括不同级别的搜索模式，每个模式具有不同的相干积分长度和不同等级的灵敏度。相对快高的模式搜索(具有短的相干积分长度)被最先执行来检测强SV信号，如果需要检测较弱的SV信号，则随后是较深的搜索模式。(具有较长的相干积分长度)检测后，将测量记录入数据库，用于进一步处理。接着，可以执行几个互相关测试来减轻接收的SV信号上有害的互相关效果。
描述了“主瓣”互相关测试，它识别最有效互相关，当干扰SV信号和目标SV信号之间的多普勒差值非零并且为1kHz的倍数时，所述最有效互相关发生。以成对方式比较所有SV的C/No测量以识别互相关。选择并使用适当的C/No和多普勒门限或掩码来标识主瓣互相关。频率旁瓣和采样保持也使用适当的C/No和多普勒掩码对来标识。较宽的多普勒掩码被用于计及BPSK数据比特调制引入的互相关的效果。在通常的GPS系统中，使用20ms的周期调制数据比特。这具有降低相干积分之后的互相关的功率。为了计及数据比特调制对互相关信号的影响，不同的C/No和多普勒掩码被用在实现互相关测试中。
“可变C/No”互相关测试被描述以考虑到当干扰SV和目标SV之间的多普勒差值高时对互相关的影响。因为当多普勒差值高时GPS码在多个码相位上扩展互相关能量，所以当目标SV信号和较弱的测量之间的多普勒差值高时能使用较严格的C/No门限。
“强”互相关测试被用于检测当两个或多个信号组合的信号彼此都落在编码相位和多普勒频率内很近时产生的组合互相关。强相关测试要求在将检测的峰值标识为互相关前至少两个SV信号落在多普勒和C/No掩码内。降低门限以考虑到组合的强互相关信号。发明的“宽多普勒”测试是要解决与强互相关测试解决的相似的情况，然而当多个SV进发地发送在多普勒频率内相对近但不足以靠近到产生非常强能量的互相关峰值的的信号时使用宽多普勒测试。按照发明的“宽多普勒”测试，如果至少两个SV信号落在多普勒C/No掩码中，能量峰值被标识为互相关。然而，多普勒掩码的宽度比其它互相关测试使用的多普勒掩码大。而且，峰值多普勒值必定处在两个互相关信号的多普勒值之间。
描述了抢占式互相关测试，它在SV信号搜索过程中较早地执行互相关测试。抢先式互相关测试方法阻止在执行互相关测试前错误地或至少是非期望地删除正确能量峰值。按照本发明的抢占式互相关实施例，在能量峰值选择过程期间标识互相关。
在附图和下面的描述中列出实施例详细情况和一些可选方案。因为本发明的所有实施例都在这里被描述是不合理的，所述实施例必须被理解为说明而非限制本发明。
附图的简要描述
图1示出了先前技术GPS系统。
图2是适用于本发明的多信道GPS接收机的简化框图。
图3是说明相对于无噪声情况下在基准和接收信号之间延，相关器的输出信号相对幅度的波形图。
图4示出了说明对于某个频率上接收的卫星信号形状对频率偏移的波形图。
图5是图4的波形的中央部分的具体波形图。
图6a是接收的无频率偏移的GPS信号的波形图。
图6b是在第一频率偏移处的接收的GPS信号的波形图。
图7a是图6a的波形在均值减去和归一化操作后的波形图。
图7b是图6b的波形在均值减去和归一化操作后的波形图。
图8a是适用于使用本发明的GPS搜索模式结构的第一实施例的简化的高层状态机。
图8b是适用于使用本发明的GPS搜索模式结构的第二实施例的简化的高层状态机。
图9是一波形，示出按照图8a和8b的GPS搜索模式结构的高和中搜索模式的互相关测试区域。
图10显示了示出诸如BPSK调制的数据比特调制存在时接收信号的频率响应如何变化的波形。
图11显示了示例的发送数据比特序列产生的接收信号频率响应。
图12a-12c示出了互相关C/No分布，它是三个示例搜索模式的多普勒差值的绝对值的函数。
图13a-13c示出了当两个SV产生在编码相位和多普勒差值内彼此相对靠近的互相关时对检测的互相关的影响。
全文中多个附图中相同的标号和名称指示相同的元件。
优选实施例的详细描述在整个描述中，实施例和变化被描述用于说明本发明的使用和实现。示例性说明应该被理解为给出本发明的示例，而非限制本发明的范围。
描述了一种用于减轻全球定位系统(GPS)接收机中接收卫星信号之间的互相关的方法和装置。
GPS接收机系统图1示出了先前技术GPS系统100，其中GPS接收机102通过GPS天线103从几个视野内的卫星104到108接收GPS信号。从结合，354专利的图1复制先前技术GPS系统100。尽管不限于用在图1的GPS系统100中，现有发明互相关减轻方法和装置能被实际应用于一实施例，来降低图1中示出的GPS系统100中的接收卫星信号互相关。由卫星104发送到接收机102的信号被表示为“YS”，由卫星108发送到接收机102的信号被表示为“YW”。为了下面的描述，假定从卫星104接收到的信号比从卫星108接收到的信号强得多。
图2是按照本发明的一实施例制造的多信道GPS接收机200的简化框图。多信道GPS接收机200包含减少来自强和弱卫星信号的干扰效果的电路，所述强和弱卫星信号诸如图1中的信号YS和YW。大多数GPS接收机具有多个信道，其中每个信道跟踪来自单个卫星的传输。如图2中所示，从GPS天线202中接收RF CDMA卫星信号并将其输入到预滤波器/预放大器电路204中。预滤波器204对进入的信号滤波(一般通过对信号带通滤波)，以减少带外RF干扰。经滤波和放大的信号接着从RF频率被下变频到中频(IF)。RF/IF下变频器和A/D转换电路206将信号转换到适当的中频，例如70MHz。接着，它提供到更低中频的进一步转换，更低中频如1MHz。在诸如图2的接收机200的多数现代GPS接收机设计中，IF信号通过模数(A/D)转换器来采样和数字化。GPS接收机200使用A/D变换器206执行下变频RF信号的A/D转换。A/D采样率通常是PRN编码码片形成速率的8到12倍。过采样将接收机灵敏度降低到A/D量化噪音，从而减少A/D转换器206中需要的比特数。由下变频器A/D转换块206产生的采样被转送用于数字信号处理(DSP)块208的进一步处理。
DSP块208包含N个并行的信道，以便同时从多达N个卫星跟踪载波频率和编码。一般，值N的范围从5到12，虽然多或少的信道也可被容许。每个信道包含执行编码和载波相位测量以及导航消息数据解调的编码和载波跟踪环路。信道可以计算三种不同的卫星到接收机的测量类型伪范围、delta范围(偶尔被称为“delta伪范围”)以及综合多普勒，哪种类型取决于接收机200的确切实现。期望的测量和解调的导航消息数据被转送给导航/接收机处理器210。接收机处理器210控制和命令接收机进行它的操作序列。在接收机200的一实施例中，接收机处理器210控制接收机进行信道信号捕获，随后是信号跟踪和数据收集。
在一实施例中，GPS接收机使用一组相关器来解调GPS信号。在另一实施例中，GPS接收机200使用一组匹配的滤波器来解调GPS信号。在这些其它实施例中，208的数字信号处理器包含相关器或匹配滤波器。
如图2中所示，在一实施例中，接收机200包括控制显示和输入/输出的设备212。输入/输出设备212提供接收机200和用户之间的界面。显示和输入/输出设备212允许操作者数据输入、显示状态以及导航分析参数，而且一般允许访问几个导航功能。在一实施例中，控制显示212提供位置信息，所述位置信息通过接收机处理器210从输入GPS信号计算而得。在一实施例中，输入/输出设备212可以被耦合到外部输入/输出设备，诸如调制解调器、或者相似的通信收发机，用于将经处理的数据发送到诸如基站的远程处理器。基站处理器接着可以被用于计算或提高计算GPS接收机位置的精确度。
在图2中示出的接收机200的实施例中，接收机200也包括频率合成器214和本地基准振荡器216。频率合成器将适当的时钟信号提供给RF/IF下变频器和A/D转换块206及DSP块208。在一实施例中，接收机处理器210计算调谐误差并把调谐校正传送到频率合成器214。或者，调谐校正在数字信号处理器208的处理操作期间被执行。
如图2中所示，在一实施例中，接收机200也包括电源218和电池供电的日期/时间时钟220。电源218可以是整体的、外部的或两种的组合。通常，铝和锂电池被用于整体的或自包含的实现，诸如掌上可携带单元。存在的电源可以被用于这样的应用中接收机200与诸如个人计算机或小区电话中安装的GPS接收机的其它应用结合。电池供电的日期/时间时钟220维持在易失性随机访问存储器(RAM)集成电路中存储的数据。电池供电的日期/时间时钟220也操作内置时钟(即，日期/时间时钟)，作为平台电源被断开时的各份。
尽管对于图2中示出的GPS接收机200，描述了本发明的实施例，对于GPS技术领域内的普通技术人员显而易见，几个可选的GPS接收机配置存在，它们可以利用本发明的GPS信号互相关减轻方法的优点。例如，如上所述，GPS接收机200可以被包含在允许由GPS接收机接收的GPS数据在通信链路上被发送到基站的组合通信/GPS接收机单元内。基站接着可以被用于执行定位计算，并且把数据发送回组合通信/GPS接收机。这样的接收机可以被实现为掌上、可携带单元，诸如组合的GPS接收机和蜂窝电话。
为了更好地描述本发明性GPS信号互相关减轻方法和装置，下面描述GPS信号格式和一般互相关激励的特性(当干扰SV在相对于目标SV的搜索频率上发送时产生)。在所结合的美国专利号为6236354的专利中提供了GPS信号和预测互相关定位的一般方法的精确描述。为了易于透彻地理解本发明，下面结合一些修改复制此描述的一部分。
GPS信号格式在标准GPS系统中，每个GPS信号可以被建模为以下形式Gk(t)＝Akmk(t-d)Pk(t-d,Rk)exp(j2πfkt+jφk)，(1)其中Ak是信号幅度，Pk是长度为1023的1.023M码片/秒的第二伪范围码，mk是50波特的卫星数据，fk是载波频率(名义上是1575.42MHz)，φk是载波相位，d是可以被解释为到达时间的延时，Rk是多普勒效应造成的码片速率的稍微频偏，以及k指示来自卫星号码k的接收。数量Pk和mk假定值为±1，并且在它们各自的数据速率上转换。对于不同的可变k的值，码Pk从具有低串扰特性的一组Gold码中选择。
尽管以精确地相同频率被发送(由于使用机载卫星铯稳定化振荡器)，正如接收机可以看到的载波频率fk彼此有几kHz的差值。接收频率的此差值由于地面上观察到的不同多普勒偏移造成。多普勒偏移也使PN码具有稍微不同的码片速率。这个事实由参数Rk指示。在某些环境下，多普勒时间偏移可能大到±2700纳秒/秒，从而在一秒的时间间隔上，一个PN码相对于第二个PN码可以偏移多达±2.7码片。
相关处理如结合的354专利和结合的Kaplan篇章中所描述，GPS接收机尝试找到高速PN信号Pk的到达时间，而且在多个情况下也解调数据消息mk。为了完成此，利用复制PN流的本地信号源(所谓的“基准”)，而且它们通过一个相关过程比较这些数据流与接收信号。例如，假定等式(1)的载波频率fk已知(或者被正确估计)；则等式(1)的fk能被设定为0。噪声不存在时，如果Gk与本地基准Pk(t-s，0)相乘(假定Rk小)，则结果为下面的等式(2)Akmk(t-d)Pk(t-d，Rk)Pk(t-s，0)exp(jφk).(2)如果此等式在mk不变的几个PN帧的一段时期上积分，则结果为Akmkexp(jφk).∫0TPk(t-d,Rk)Pk(t-s,0)dt----(3)]]>当s＝d时，基准与接收信号对准，而且此积分内的数量是常数1；否则它以随机方式在±1间变化。在T＝NTC(其中TC是码片持续时间)的情况下，则当码被对准时，上述等式的输出为Akmkexp(jφk)NTc. (4)当码没有被对准，则输出一般非常小。事实上，对于某组被使用的PN码，当码没有被对准时，它们采取三个值之一峰值乘以1/1023(当对准时)，以及此值乘以±64/1023。因此，捕获系统能通过对不同的假定延时s执行等式(3)的操作而确定信号的到达时间。产生大输出的延时s的值是信号的到达时间(即，上述情况下s＝d)。对于不同延时s检验等式(3)的过程可以被串行(在本领域内被称为“相关器”的设备中)执行、以多种快速卷积方法并行执行、或者以匹配滤波系统执行。
图3是一波形图，说明无噪声或任何其它干扰的情况下相关器的输出信号相对于干扰和接收信号之间延时(即，d-s)的相对幅度曲线的一部分。在传统的GPS接收机中，图3中示出的曲线的每个点通过相关器被串行地估计。或者，可以使用一大组相关器、匹配滤波器或高效快速卷积处理而并行地估计此曲线的所有点。
干扰效果上述分析检验了基准和接收信号使用相同的PN的情况。然而，一般接收信号包含除具有不同码和载波频率的其它GPS信号之外的随机噪声。如果接收码之一具有下标q，则此信号与对应于码k的基准的乘积变为
Aqmkmqexp(jφk).∫0TPq(t-d,Rq)exp(j2πδfqt)Pk(t-s,0)dt-----(5)]]>对于等式(5)，再次假定数据mq在积分周期T上不变化。也包括了等式(5)中的残余载波误差δfq。
如所结合的354专利所述，等式(5)的积分中的数量相对于1而言非常小，因为码Pq和Pk被选择得具有低干扰特性。不过，如果干扰信号幅度Aq相对于Ak大(见上面的等式(3))，在某个延时s处，等式(5)的输出可以超过等式(3)的输出。等式(5)代表非期望的串扰或互相关，它们在这里被称为“互相关激励”。等式(5)的最大幅度受δfq的残余载波的影响。与期望的信号的情况相反，对于q≠k通常不是此偏移产生最高输出，而期望的信号是δfq＝0产生最高输出。等式(4)的互相关激励接着能掩盖或者显示为期望的信号被分块情况下的有效信号，即在Aq与Ak相比是大的条件下。因此期望既检测这种激励的存在，又降低它们对捕获和处理期望的信号的影响。
频率偏移效应关于基准和等式(4)的干扰GPS信号之间的频率偏移δfq存在错综但重要的效果，所述频率偏移取决于(4)的积分时间(这里也称为“相干积分时间”)。如果选择相干积分时间使得积分时间等于F*PN个帧，其中“F”是一整数，则只有当频率差值在0、±1kHz、±2kHz和±3kHz(即在1kHz的整数倍处)附近时互相关激励显著。而且，附近的大小与F成反比。即，例如如果F等于10PN帧，则区域小于大约±80Hz。如果F等于5PN帧，则此区域是±160Hz。接着这变为确定互相关激励是否是潜在的问题的机制。
结合的’354专利的发明者声明，超过20PN帧相干积分通常无好处，因为在此点嵌入的数据mk保证会转变。而且，发明者指示，在超过一个数据码元的周期上积分将不提高上述等式(2)的积分输出幅度(因为数据随机翻转被积函数的符号)。然而，如下面更详细的描述，本发明利用能使用长于20ms的相干积分长度而执行搜索的事实。如下面更详细说明的，本发明还可以被用于具有位置确定实体(PDE)的无线通信系统中，所述PDE辅助GPS接收机定位卫星信号。PDE向GPS接收机提供关于从SV发送到接收机的数据比特的发送时间和内容。本发明通过在长于1比特的时间周期上积分而利用此附加信息。这使得GPS接收机能搜索较弱信号，而先前技术接收机不能。
如果在等式(5)中忽略码片速率上的多普勒效应，则F帧的积分时间产生下列关系(等式6)Aqmkmqexp(jφk).ΣuF-1∫0TfPq(t-d,Rq)exp(j2πδfq(t-uTf))Pk(t-s,0)dt----(6)]]>其中Pq和Pk是具有帧周期Tf的周期性，即Pq(t-d-u，Rq)＝Pq(t-d，Rq)以及Pk(t-d，Rq)＝Pk(t-s，0)。接着，此简化到下列等式(等式7)Aqmkmqexp(jφk).Σu=0F-1exp(-j2πδfquTf)∫0TfPq(t-d,Rq)exp(j2πδfqt)Pk(t-s,0)dt]]>(7)=Aqmkmqexp(jφk-jπTf(1+F))sin(πδfqFTf)sin(πδfqTf)∫0TfPq(t-d,Rq)exp(j2πδfqt)Pk(t-s,0)dt]]>在等式(7)中，项sin(πδfqFTf)sin(πδfqTf)]]>代表互相关激励强度对偏移频率(即，基准考和非期望码频率之间的频率)的变化。如果此偏移被设置为0，则此增益简单地为F。这表示F帧的数据正在无损耗地被加在一起。因此，归一化增益简单地如下(等式8)H(F,δf)=sin(πδfqFTf)Fsin(πδfqTf)---------(8)]]>此函数与熟知的函数sinc(δfqFTf)非常接近，其中sine(x)＝sin(πx)/(πx)，尤其当F大时。
图4示出了说明对于F＝9的形状对频率偏移的波形图。如波形400中所看到的，在频率为±1kHz、±2kHz(即在1kHz的整数倍处)附近有“主瓣”。在这些主瓣外，最大绝对值大约为-0.2265(-13dB)。此衰减，加上PN码的近似正交分量提供的衰减，组合产生与PN码比匹配码的相关相比产生40dB的有效衰减。此衰减有效地将互相关激励变得不显著。即，在此电平上，热噪声效应一般将显著地超过在相关器的输出处的互相关激励。
图5示出了图4的波形400的中央部分的更详细波形图。在图5的波形500中，能看出，在偏移频率±80Hz处，衰减大约0.332(大约9.6dB)，所述衰减也足以消除，至少最小化对于多数实际用途的互相关激励的效果。
激励信号的典型互相关当激励偏移频率是1kHz的整数倍时，没有频率偏移造成的衰减，而且可以只从等式(7)的较后面的积分计算最大互相关激励电平。此量的幅度是有兴趣的两个GPS码(期望的信号和干扰信号)以及频率偏移的函数。出于多种目的，此偏移只需要在最接近1kHz的精确度上已知，以便确定互相关激励电平。激励时间内的位置是干扰信号的到达时间相对于本地基准定时的函数。
对于任何两个GPS信号和偏移频率，估计等式(7)的较后面整数是个相对简单的问题。图6A和6B是对于分别具有0Hz偏移和2000Hz偏移的GPS卫星飞行器1和2的这个积分的两个波形图。图6B的波形650的尖锐行为提供了困难。如结合的354专利中所描述，图6B的波形一般通过先减去均值来处理。如果对于每个曲线都减去均值，并且用产生的标准偏差来归一化，产生诸如图7A和7B的波形700或750的波形。值得注意的是，图7B的波形750，即具有2000Hz偏移的波形，显示出非常强的尖峰信号。这些尖峰信号可能被误解释为正确的卫星信号，而且可能遮蔽实际的正确信号。
比较图3与图7A和7B，能观察到，如果所有GPS信号具有相同的接收功率，则激励的峰值比正确的卫星信号的峰值低得多。然而，因为干扰GPS信号可能比匹配于此干扰的卫星信号强的多，所有这些互相关激励仍可以被检测，并且事实上可以希望的信号更强。而且，这些激励可以持续许多分钟。检查图7B的波形750可以观察到具有给定频率偏移的两个卫星信号的互相关产生特定波形或“特征”。只有此特征的前100个码片在图7B中被示出。如所结合的354专利中所描述，此符号的强尖峰信号的定位能被用于减轻强和弱接收卫星信号之间的干扰。对于所有GPS PN码对，这些互相关函数可以被存储或计算，并且被用于标识和改善干扰条件。例如，当强和弱信号之间的频率偏移有疑问(例如，频率内的差值接近1kHz的倍数)时，像图6B的波形的尖峰信号的位置能被用作时间偏移，或者当捕获或跟踪弱信号时被用作将被忽略的“伪范围”。此方法以检测有效信号中偶尔损耗为代价消除虚警和锁定条件。
值得注意的是，只有当强干扰卫星信号非常强时(例如，当从几乎没有阻挡的头顶卫星接收时)，图7B的波形750的强尖峰信号可以被观察。否则，波形750的寄生信号将被地面热噪声效应所掩盖。因此，潜在干扰信号的测量幅度或信噪比(SNR)是确定事实上信号是否可以产生显著干扰的重要因素。
如所结合的’354专利中所描述，一种减少强卫星信号的干扰的先前技术方法被称为“检测后减去”方法。按照此方法，存储或计算的波形，诸如波形650或750的那些波形(分别是图6B和7B)，被用作从相关输出信号中减去的干扰波形。为了执行精确的减法，波形的幅度和延时，诸如650，首先被确定。为了描述，参考图1，其中卫星104产生强的卫星信号YS，而卫星108产生弱卫星信号YW。与这些卫星104和108相关的PN码分别是PS和PW。当PW被用作干扰信号时，由于强卫星104引起的干扰产生失真项。此失真由波形650(图6B)(以及同减去均值的波形750(图7B))说明，所述波形在幅度和延时上被适当缩放，缩放量等于从卫星104接收到的信号的延时相关联的量。可以通过搜索PS时的相关过程而首先确定幅度和延时。接着，此幅度和延时能被用于缩放和延时波形650(图6B)。接着，从输入数据与卫星108的相关中减去此结果。此方法被称为检测后减去方法，因为从检测的相关波形中减去估计的干扰波形。
在一些良性信号环境下，诸如特性为接收机的移动小和多径干扰少的那些环境，“检测前减去”能被用于移除非期望的信号干扰。按照此方法，强卫星信号PS的幅度、延时和相位被估计并且用于减少互相关效果。如所结合的354专利所述，估计的信号参数数据被用于构建强卫星信号的估计。接着，在任何信号处理之前从复合的接收GPS信号中减去估计的波形。当能估计正确的波形时，取得优于检测后减去方法的优良性能是可能的。然而，检测前减去方法在多种情况下是不实际的，因为它要求精确估计卫星信号载波相位。在初始的信号捕获期间，这样的估计是不可用的，尤其如果接收信号弱，尽管在跟踪期间它比较方便有效。
峰值加宽在以上给出的描述中，由基准和干扰信号之间的频偏产生的时间相关效应被忽略。然而，例如如果干扰信号具有与本地基准信号差4000Hz的载波频率，则能产生强的互相关激励。然而，4000Hz的载波误差通过4000*1.023MHz/1575.42MHz＝2.66Hz而转换到以码片速率为单位的误差。因此，如果相关器在一秒的时间期间处理数据，则干扰信号将有效地滑过基准大约2.66个码片。这具有加宽波形的峰值宽度的效果，所述波形分别诸如图7A和图7B中的波形700和750。
如’354专利中所述，如果在9个PN帧的期间上相干地执行相关，则当考虑到加性噪声时，这本身经常不总产生足够强的信号用于检测目的。为了进一步提高信号强度，相关过程的输出能通过幅度或幅度的平方操作而被传递并且存储。接着，可对下一个9个PN帧重复该过程并将结果加到先前结果上。例如，如果此过程被重复111次，则大约一秒的数据被处理。例如，此过程在图7B的输出波形750上产生一个点。多个相关器，或者并行的匹配滤波处理，能允许图7B的所有点以这种方式产生。产生的波形按照基准和互相关激励之间的经缩放的频偏而展示峰值的扩展。此扩展又能被用作指示潜在的激励情况的特征。
通过门限调整降低虚警如图7B的波形750中能看到的，互相关波形不经常是尖锐的，正向的尖峰信号往往比负向的大很多。这与互相关激励能量在幅度上低而且波形由热噪声主导时的情况对比鲜明。通常的噪声电平估计过程计算波形750的均方值(RMS)。即，σ1＝[mean(s(n)2)]1/2，其中n是平方的次数。接着，检测门限被设置为kσ1，其中k通常是数量级为5的数字，并且被选来产生给定的虚警概率。
无线通信系统中GPS接收机内的互相关减轻如上面所述，本发明性互相关减轻方法和装置用于无线通信系统中。在一实施例中，无线通信系统包括位置确定实体(PDE)，所述PDE辅助GPS接收机搜索和定位由SV发送的卫星信号。在此实施例中，PDE向GPS接收机提供关于卫星发送频率、期望接收卫星信号的时间以及发送到接收机的数据比特的信息。使用PDE提供的信息，本发明性方法和装置能在超过1比特的周期上积分。从而，这使得本发明的GPS接收机能搜索和检测较弱信号，而先前技术方法不能。
结合的’354专利中所揭示的以及上述的互相关减少方法是一种相对复杂的技术，因此具有相对复杂的实现。按照’354专利中所揭示的技术，减少处理强接收信号的干扰引起的弱接收卫星信号时出现的寄生信号是通过估计较强信号的某些特性、基于这些估计特性创建干扰波形、以及从较弱信号的一组相关输出中减去干扰波形，以便除去较强信号的干扰效果。尽管当接收机必须解调接收到的信号时’354专利中所描述的技术非常有用，但实现复杂而且需要处理和功率花销。这样复杂的实现在接收机仅需要定位和标识接收的卫星信号的应用中不必要。本发明的互相关减轻技术用于GPS接收机中，其中接收机只需要定位GPS卫星信号，而不解调接收信号。因此，本发明的技术简单得多，比354专利中所揭示的技术容易实现。
以非常简单话来说，与本发明的互相关减轻方法和装置一起使用的卫星信号搜索技术标识强的接收卫星信号，抛弃较弱的接收卫星信号。按照本发明，如果强和弱的信号都被接收，则强的信号产生弱信号中的大多数能量，弱信号被抛弃。现在参考图8a和8b描述GPS卫星信号搜索模式结构的两个实施例，所述结构与本互相关减轻方法和装置一起使用。
与本发明一起使用的GPS搜索模式结构在本发明的一实施例中，按照GPS搜索模式结构搜索GPS卫星信号。在一实施例中，GPS搜索模式结构使用软件来实现，并且驻留在GPS接收机内的集成电路(IC)内。然而，GPS通信和软件设计领域中的技术人员将理解，GPS搜索模式结构的其它实施例可能，并且所描述的实施例不应该被理解为限制本发明的范围或精神。在一实施例中，GPS搜索模式结构包括不同级别的搜索模式，每个模式具有不同的相干积分长度和变化的灵敏度。例如，图8a是GPS搜索模式结构的第一实施例的简化的高层状态机800，所述GPS搜索模式结构适用于与本发明结合。图8a示出了搜索SV卫星信号时要被遵循的搜索过程的高层状态机。
按照图8a中示出的实施例，相对快(“高模式”)的搜索首先被执行，以便检测强卫星信号。较长的(即，“较深的”)搜索模式随后被用来检测较弱的卫星信号。例如，“低模式”是三种搜索模式中最深的或者最长的搜索模式。一旦检测到卫星信号，在报告搜索结果前互相关被检测并被滤波。
现在参考图8a，搜索结构包括三个级别的搜索，或者三个搜索模式，这里称为“高”(802)、“中”(804)以及“低”(806)搜索模式。在此实施例中，如图8a所示，首先对所有的SV信号执行“高”模式搜索(状态802)。高模式搜索紧接着是“中”模式(状态804)或者“低”模式搜索(状态806)。这些“较深的”搜索(即，“中”或“低”模式搜索)对高模式搜索在状态802中没有检测到的卫星信号执行。在一实施例中，较深的搜索也对高模式搜索期间检测到卫星信号执行，然而它对由深模式搜索成功检测充分弱(假定在较深搜索模式中不发生饱和)。组合的搜索结果(或者高模式(状态802)与中模式(状态804)搜索结果的组合，或者高模式和低模式(状态806)搜索结果的组合)接着被传递给滤波和报告状态808。
在搜索结果被报告前，首先使用一个或多个这里下面详细描述的本互相关减轻方法来对它们滤波。在移除任何检测的互相关后，在状态808报告搜索结果。在一实施例中，经滤波的搜索结果被报告给无线通信系统中的位置确定实体(PDE)。然而，通信领域内的技术人员将理解，经滤波的搜索报告能被提供给任何方便的处理装置，而且PDE的使用不限制本发明的范围和原理。
下面表3示出了搜索参数，所述参数可以用于适用于与本发明一起使用的GPS搜索模式结构的第一实施例。GPS设计领域中的技术人员将认识到示出的搜索参数只是示例性的，可以使用其它参数而不背离本发明的精神或范围。如表3中所示，搜索模式具有不同的搜索长度(即，不同的相干、非相干以及总体积分时间)和相应的不同灵敏度。例如，在表3示出的实施例中，“高”模式搜索的相干积分时间是20ms，总体积分时间是80ms。作为比较，“低”模式搜索的相干积分时间是80ms，总体积分时间是1280ms。最小的载波对噪声功率(表示为以dB-Hz为单位的比值)“C/No”，高模式搜索的检测门限值为25.5dB-Hz。不同的是，由于执行低模式搜索时使用较长的积分时间，能使用较低的C/No检测门限(14.1)来在执行低模式搜索时检测SV信号。如下面更详细描述的，因为不同搜索模式使用不同的积分长度，用于减轻互相关的检测门限在滤波步骤808期间相应变化(图8a)。
表3-GPS搜索模式参数(第一实施例)1.在搜索空间的边缘上多达1dB的损耗。
2.大于20ms的相干积分要求使用调制“扫掠”。
现在参考图8b和下面的表4描述使用于与本发明一起使用的GPS搜索模式结构的第二实施例。图8b示出了当使用本发明搜索SV卫星信号时要被遵循的搜索过程的高层状态机800的第二实施例。下面的表4示出了搜索参数，这些参数可以用于适用于结合本发明使用GPS搜索模式结构的第二实施例。GPS搜索模式结构的第二实施例与第一实施例非常相似，除了包括附加搜索模式，此模式在图8b中被称为“层0”(或模式0)搜索模式(状态820)。只有当一个或多个SV具有非常大的码相位搜索窗口时，只调用模式0搜索(即，状态820)。模式0搜索提供粗略的捕获搜索能力。模式0搜索在所有SV的整个PRN周期上执行非常浅(因此非常快)的搜索。基于模式0搜索的结果，捕获辅助数据被修改，产生捕捉每个SV的最强峰值的小搜索窗口。
表4-GPS搜索模式参数(第二实施例)
1.在搜索空间的边缘上多达1dB的损失。
2.大于20ms的相干积分要求使用调制“扫掠”。
3.基于虚警概率10-5，假定32个码片搜索窗口。
4.灵敏度被定义为PMISS＝50％以及PFA＝10-5的操作点。不包括最外层两个边缘频率区段，峰值在编码相位和多普勒上均匀分布。
5.假定3dB的噪声系数(即，C＝灵敏度C/No-174+3)。
6.模式2和3的两个箭头代表总体积分的两个可选数量。
7.对于模式1、2和3，如果RMSE分别低于3、5或7，则测量为“强”。
层1(模式1)搜索(状态802)与参考图8a的上述“高模式”搜索相似。如果在执行层1搜索后足够的测量可用，则搜索过程800继续到滤波和报告状态808，其中在报告搜索结果前检测和移除互相关。如下面进一步详细描述的，按照一个或多个本发明的互相关减轻方法检测互相关。如上所述，在一实施例中，经滤波的结果被报告给无线通信系统中的位置确定实体(PDE)。如果对于滤波和报告目的，测量被视为充分，则执行较深的层2搜索(状态804)。
除了下列例外，层2(模式2)搜索非常相似于参考图8a的上述中模式搜索(状态804)。不像图8a的中模式搜索，图8b的层2搜索(状态804)中使用的非相干操作的数目可变，二在图8a中非相干长度固定。例如，如上面的表4所示，非相干长度能从20增加到44(整个积分时间中的相应增加分别从400ms到880ms)。非相干操作的数目被增加，从而每个信道、每次访问至少两个搜索可以被执行。此搜索可以进行一次或多次对所选GPS频率的访问。于上述级1搜索相似，如果执行层2搜索后足够的测量可用，则搜索过程800继续到滤波器并且报告状态808用于进一步处理。否则，最深的搜索，层3(模式3)搜索在状态806被执行。
除了下面描述的修改，级别3(模式3)搜索(状态806)非常相似于参考图8a的上述低模式搜索(状态806)。在执行层3搜索中使用的相干和非相干积分长度允许每个信道每次访问至少一个搜索要被执行。如表4中所示，相干积分长度从80ms增加到160ms。非相干长度被增加到5或11。较小的非相干积分值能被使用以提高语音质量。相干积分时间的增长以减小频率搜索空间为代价提高了灵敏度。与上述模式2(状态804)和模式1(状态802)搜索相似，如果模式3搜索产生可接受的测量，则搜索过程被中断，并且继续到滤波和报告状态808。如果此搜索不产生可接受的结果，则模式6搜索可被重复，直到获得可接受的测量。模式3搜索的重复次数由系统设计者选择，以便在较弱和衰落环境下获得测量。
按照适用于结合本发明使用的GPS搜索模式结构的第二实施例，在级层1(或模式1)搜索(图8a、8b的状态802)，每个SV的编码相位和多普勒窗口被增大和分段。模式1搜索分段接着被处理。接着，对每个搜索结果执行“最大峰值”算法。在一实施例中，一旦所有的搜索分段均已经被处理，则测量被分段成三个卫星信号类别“强”、“弱”、以及“无”。例如，在一实施例中，如果给定SV的归一化峰值能量超过预定的层1的门限，则测量被分类为“强”。否则，取决于可检测的测量是否被发现而将测量分为“弱”或“无”。
如上面参考图8a和8b的状态机所述，一旦所有的搜索已经被处理，则可以在经检测的卫星信号(例如，在状态808)上执行多种互相关测试，以便从进一步考虑或处理中消除干扰SV。被标识为互相关的任何测量具有从“强”或“弱”(取决于接收的检测卫星信号开始时按照预定门限被分类为“强”或“弱”信号。)变为“无”(即，测量被抛弃作为互相关信号)的状态。基于强和弱测量的幸存集合，测量充足性能被执行以确定来自搜索过程的先前退出是否合适。如果存在充足数目的量化测量(基于预定的准则)，可以退出搜索过程。否则，对于每个幸存“强”和“弱”测量维持一多普勒和C/No测量的列表。此列表能用在随后的搜索层次中(例如，在层2和3中)，以便搜索较弱卫星信号时避免选择互相关。在随后的搜索层次中(例如，在图8a和图8b的状态804和806处)，再次对具有“弱”或“无”状态的所有SV执行搜索。因此，在此实施例中，“强”测量被报告给PDE，并且不再被搜索。
按照GPS搜索模式结构的第二实施例，在层2(或模式2)搜索(图8a、8b的状态804)中，对于被分类为“弱”或“无”的每个SV，编码相位和多普勒窗口被扩大和分段(即，对于被分类为具有“强”测量的SV不执行搜索)。接着，按照“多/最大”峰值算法处理模式2搜索分。该算法搜索最大能量峰值。它也搜索多径传播效应引起的有效较早能量峰值。而且，如下面更详细描述的，使用先前搜索级别内(即，在级别1搜索模式中)获得的测量数据列表，被标识为可能包含互相关的区段中的峰值抢先被从进一步的考虑中去除。
在已经处理所有搜索部分后，测量被分段为三个类别“强”、“弱”和“无”。如果对于给定的SV归一化能量超过预定的级别2门限，则测量被分类为“强”。否则，取决于可检测的测量是否被发现而将测量分为“弱”或“无”。
按照图8b中示出的GPS搜索模式结构的第二实施例，向PDE发出请求以获得最后的层2和第一层3GPS访问之间的GPS灵敏度辅助。在GPS接收机接收到灵敏度辅助数据后，如果需要，则执行层3(或模式3)搜索。层3搜索与层2搜索相似，除了层3搜索能被重复任何要求的次数。在每次重复前，从PDE请求附加的GPS灵敏度辅助数据。
如上所述，无论GPS搜索模式结构的哪个实施例被用于实现本发明，一旦已经处理所有搜索，则可以按照本发明执行几个互相关测试。下面更详细的描述这些发明性互相关测试。下面描述的所有互相关测试可以被一起或分开执行，来消除干扰卫星信号。最差情况下互相关将被误标识为有效的SV信号，在此意义上，互相关测试是可任选的。如果被非正确地标识为有效SV信号，则该测量被加入卫星信号测量数据库中，并且接着在随后的测量数据处理期间被消除。在跟踪和解调SV信号的应用中，将互相关误标识为有效信号会导致跟踪误标识的信号的时间期间上处理资源的浪费。一般，此时间期间是相当短的。
下面描述的发明性互相关测试方法被用于减小浪费在跟踪误标识卫星信号上的资源量，以及提高上述卫星信号搜索方法的精确度。下面描述的“主瓣”测试在获得期望的接收机性能中非常重要。没有它，GPS接收机性能被损害。然而，在本GPS接收机的一实施例中，如果信号被检测(在图8a、8b的层1(高模式)(状态802)、层2(中模式)(状态804)、层3(低模式)搜索期间)具有重要的能量内容，执行所有下述互相关测试来从进一步考虑或处理中消除干扰信号。首先描述发明性的“主瓣”互相关测试。主瓣测试描述完之后描述发明性的“可变C/No掩码”、“强”、“宽多普勒”、以及“抢先式”互相关测试。
“主瓣”互相关测试如上面在本发明的背景中所述，当干扰SV以与目标SV的搜索频率相关的某些频率发送时产生互相关激励。因为C/A具有1ms的周期，所以当干扰SV信号和目标SV信号之间的多普勒差值是1kHz的倍数时，发生最显著的互相关。也存在发生在其它频率的较弱的互相关。当干扰SV信号和目标SV信号之间的多普勒差值为0时，互相关功率选用三个特定值之一，所述特定值相对于较强的SV的功率(假定对于这两个SV，码片的边界被同步)。上面的表1中示出了这些值。当多普勒差值非0且为1kHz的倍数时，最差情况互相关功率是-21.1dB(相对于干扰SV)。上面的表2显示了多普勒差值为1、2、3、4和5kHz的互相关分布。
按照本发明的一实施例，通过比较图9中成对示出的所有SV的C/No测量来标识互相关。按照发明性互相关减轻方法的此实施例，多普勒差值(对于目标和干扰SV信号之间的多普勒差值)以及C/No门限被选择来标识互相关。多普勒差值门限和C/No门限在这里被称为多普勒和C/No“掩码”。按照第一实施例，如果C/No测量之间的差值超过给定的C/No门限，而且如果多普勒测量的差值(对1kHz取模)落在多普勒差值门限内，则将较弱的测量标识为互相关。图9中将这些互相关示出为主瓣能量峰值902、904和906。尽管最糟情况相关功率是-21.1dB(如上所述)，噪声C/No估计和峰值内插中的误差能降低此边界几dB。
如图9中所示，主瓣互相关(902、904和906)也具有频率旁瓣。例如，主瓣互相关902具有频率旁瓣908、910。同样，主瓣互相关904具有频率旁瓣912、914。主瓣互相关906具有频率旁瓣916、918。频率旁瓣大致是离开它们相应的且相关的主瓣的三个频率区段。频率旁瓣大约比它们的相关主瓣小13dB。在搜索模式1和2(分别是上面参考图8a和8b描述的搜索模式状态机的状态802和804)中，三个频率区段等于75Hz。在模式3(图8a和8b的状态806)中，三个频率区段等于9.375Hz。
再次参考图9中示出的互相关检测区域，在模式3搜索(图8a和图8b的状态806)期间发生另一有趣的现象。如上所述参考GPS搜索模式结构的第二实施例以及表4中示出的搜索模式参数，相干积分时间在模式3搜索中扩展到160ms。由于此扩展的相干积分时间，采样保持滤波器产生另一组互相关(称为“采样保持”互相关)。这些互相关在图9中被视为能量峰值920。尽管此采样保持互相关920出现在125Hz的整数倍上，它们在1kHz+/-125Hz频率处尤其强。相对于互相关主瓣，它们大约下降了12dB。1kHz+/-250Hz采样保持互相关相对于1kHz+/-125Hz采样保持互相关下降6dB，剩余的采样保持互相关仍进一步降低。当相干积分长度为80ms(例如，当以“低模式”(状态806，图8a)运行时)采样保持互相关具有250Hz的间隔。
按照本互相关减轻方法的一实施例，取决于较弱测量的搜索模式而选择C/No和多普勒差值门限。一对C/No和多普勒掩码(或者更简单为“多普勒掩码”)被选择用于每个搜索模式(诸如参考图8a和8b在上面描述的那些)。示例性的C/No和多普勒掩码在下面的表5中被示出。
表5-用于互相关测试的示例性C/No和多普勒掩码。
第一C/No和多普勒掩码对捕获互相关主瓣(例如，图9的互相关主瓣902、904和906)。第二C/No和多普勒掩码对捕获频率旁瓣(例如，图9的旁瓣908、910)。当以低模式(图8a和8b的状态806)搜索时，第二C/No和多普勒掩码对对250Hz取模以捕获采样保持互相关激励(例如，图9的采样保持互相关920)。
按照本发明的一实施例，每个SV测量与每个其它SV测量相比。对于每个给定的SV测量对，较强的SV基于C/No估计被确定。计算C/No差值(被称为“conDiff”)的绝对值。计算多普勒差值的绝对值，然后将其对1kHz取模(称为doppDiff)。然后选择门限来捕获主瓣、频率旁瓣以及上述采样保持互相关。例如，下面的表6示出了能被用于捕获上述互相关的示例性门限。对于模式2搜索，下面表6中示出的门限值应用于M＝20和M＝44。对于模式3搜索示出的值应用于M＝5和M＝11。
表6-用于互相关测试的示例性C/No和多普勒掩码。
为了检测主瓣互相关，比较C/No差值(conDiff)的绝对值和表6中给定的门限值ΔC/No 1。如果C/No差值(conDiff)的绝对值大于ΔC/No 1，而且如果doppDiff小于Δdopp 1的门限值(上面表6中给出)，则较弱的信号的RMSE饱和。如果在搜索模式1或2期间发现弱测量，则在此点放弃互相关测试方法。否则，为了检测频率旁瓣互相关，比较conDiff和ΔC/No 2的门限值(上面表6中给出)，则较弱测量的RMSE饱和。否则，为了检测采样保持互相关，如果conDiff大于ΔC/No 3，而且doppDiff大于Δdopp3A(表6)，同时doppDiff小于Δdopp3B(表6)，则较弱测量的RMSE饱和。
值得注意的是，表6中示出的C/No1掩码一般大于表5中示出的，因为可以通过内插偏差校对表而改善了C/No估计。对于搜索模式1和2增加了多普勒掩码。由于相干积分时间的增加，模式3多普勒方差被减小。160ms的相干积分时间允许对频率较精确的估计。因此，模式3多普勒1掩码能被降低到大约2.5Hz。然而，如表6中所示，多普勒1门限被给定在在5Hz，以提供频率上有用的安全裕量。因为干扰SV和目标SV一般在不同访问期间被搜索，所以可能需要此裕量。在访问之间，TCXO多普勒漂移和变化可以要求这样一个安全裕量。将多普勒1门限留在5Hz(而非可能的2.5Hz)对灵敏度有小影响，但提供上述安全裕量。
如表6中所示，C/No1门限随着增长的搜索模式而增长。门限作为几个因素的结果而增长。一个因素是C/No估计随着增长的搜索模式(此优点某种程度上由增加的搜索模式检测较弱能量峰值的事实而减轻)而改善。另一个因素是较长总体积分时间的结果。在这些情况下，编码多普勒是一个更严重的现象，它降低互相关功率。随着互相关功率降低，C/No掩码被增加。
“主瓣”互相关测试—宽多普勒掩码以考虑到BPSK数据调制上述互相关测试未计及GPS数据比特调制的效果。在一般GPS系统中，使用20ms的周期调制数据比特。这具有在相干积分后降低互相关功率的效果。当执行模式3搜索时，此效果最显著。因为当以此模式搜索时，相干积分持续160ms(8数据比特的持续时间)，相干积分期间内多个比特能对消。例如，假定干扰SV的八个调制比特包括下列序列“01010101”。而且，假定目标SV的八个调制比特包括下列序列“11101110”。在此示例中，假定两个SV的比特边界被完全对准。两个SV数据比特序列的异或操作产生下列数据比特序列“10111011”。如果逻辑1值被映射为-1的电压，而逻辑0值被映射为+1的电压，则在该间隔上的相干积分产生值-4。如果对于两个SV都不启用调制比特(即，如果数据比特没有被调制)，则相干积分将产生值-8。因此，调制比特能显著降低模式3搜索中的互相关功率。
因为搜索模式1和2具有20ms的相干积分长度，所以对于这些模式某种程度上降低了比特调制的好处。对于干扰和目标SV的比特边界不一致的情况下，一些对消是可能的。然而，这种对消对于搜索模式1和2在选择C/No掩码中不是重要因素。当干扰SV的比特边界恰好落在目标SV的相干积分的中间时，条件最好。
互相关序列的频率响应被表征如下。假定干扰卫星和正在被搜索的编码相位假设之间有固定的时间偏移。来自接收机(诸如，图2的接收机200)的输出是互相关信号的1024个码片的累加，能被近似为1023码片的1ms之和。无噪声和比特调制的情况下，由常数值1来代表此信号。接着由20点DFT来处理部分和。
在图10的顶部两个子帧(子帧1010和1020)内示出了部分和和产生的频率响应。上面已经描述了频率响应的特性。例如，如图10的子帧1020中所示，最强的互相关位于1kHz的整数倍处，在每边具有75Hz的旁瓣，被抑制了13dB。然而，如图10的第三和第四子帧1030、1040分别示出的，在存在诸如BPSK调制的数据比特调制情况下频率响应变化。比特调制往往在频率上扩展互相关能量。为了捕获遭比特调制影响的互相关效果，需要不同的多普勒和C/No掩码(即，不同的多普勒和C/No掩码而非上面参考表5和6描述的那些)。一般，本发明使用多普勒掩码而非上面描述的那些来捕获受数据比特调制影响的互相关。而且，BPSK调制往往降低互相关的能量峰值高度。结果，与上述多普勒掩码相比能降低多普勒掩码。在图10的第三子帧1030内示出了示例性的数据比特序列。
第三子帧1030中示出的示例性数据序列包括一序列十个正“一”(具有正1伏特值的数据)后面接着十个负“一”(具有负1伏特值的数据)。产生的频率响应具有零直流分量，旁瓣在+/-50Hz处出现。相对于主瓣，旁瓣被抑制了大约3dB。因此，为了在存在数据比特调制(诸如BPSK调制)情况下正确地检测和标识互相关，使用较宽的多普勒掩码以计及调制的影响。
对于模式3搜索模式可进行相似的观察，其中相干积分长度扩展到160ms。在没有比特调制的情况下，频率响应与图10的第二子帧1020中示出的频率响应相同，除非频率轴被缩放1/8。
图11的上面两个子帧，子帧1110和1120，显示了另一示例性数据序列的结果。如图11中所示，在此序列中，每10ms发生一次极性转换。可以每20ms发生两次转换，一次由发送SV引起，一次由接收机相关硬件引起。为了图11的目的，假定转换间隔10ms。如图11的第二子帧1120中所示，在50Hz、150Hz、250Hz和350Hz处产生旁瓣。这些旁瓣随着从OHZ开始距离的增大而开始减弱。图11的底部两个子帧，子帧1130和1140，显示了随机构建的数字序列没有互相关的效果。如第四子帧1140中所示，随机数据序列产生的波瓣出现在0Hz到100Hz区域。
图10和11显示了“不利”情况，某种程度上讲它们描述了具有零直流分量的数据序列(除了图10的顶部子帧)。对于具有非零直流分量的数据序列，旁瓣效应将被减小。例如，当比特转变不是以10ms间隔精确地被间隔时，这可能发生。在这些情况下，频率谱将包括弱直流分量以及比图10和11中示出的旁瓣还弱的旁瓣。
如上所述，为了考虑数据比特调制对互相关激励的影响，在实现上述互相关测试中使用不同的C/No和多普勒掩码。下面的表7示出了C/No和多普勒掩码的示例性列表，该列表能用于计及数据比特调制对互相关激励的影响。如GPS数据处理领域内的技术人员将理解的，表7中示出的门限仅是示例性的，不是包括一切的。其它C/No和多普勒掩码能被用来实现被发明。如果需要，为了简化实现，表7中示出的“中44”和“低11”门限能由“中20”和“低5”门限替换。
表7-用于互相关检测的示例性C/No和多普勒掩码(以计及数据比特调制)
除了上述“主瓣”互相关测试处，本发明性互相关减轻方法和装置还包括能改善GPS接收机的性能的其它互相关测试。除主瓣互相关测试外，还可以使用这些检测，或者可任选地结合主瓣互相关测试使用。第一个这样的测试被称为“可变C/No互相关测试”，下面描述。
“可变C/No”互相关测试因为当多普勒差值高时GPS编码多普勒在多个编码相位上扩展互相关能量，所以当目标SV信号和较弱测量之间的多普勒差值高时使用较严格的C/No门限。如果多普勒差值很大(例如，在5到6kHz数量级上)，则它与非零编码多普勒相关联。该能量峰值的差值随时间漂移。对于高多普勒差值，互相关变得较弱。因为对于高多普勒差值互相关较弱，所以在这些情况下使用更强的多普勒掩码。在具有长总体积分时间的搜索模式期间漂移效应更显著。因此在较深搜索(参考图8a和图8b的状态图的上述模式2和3)期间，更强的多普勒门限最有效。例如，在一实施例中，最差情况编码多普勒是1.023e6*9kHz/1.5GHz，等于6码片/秒。在2秒的模式3搜索期间(上面参考图8b所描述)，产生11dB的损失。
对于上面参考图8a和8b描述的三种搜索模式，图12a、12b和12c将互相关C/No分布示出为多普勒差值的绝对值的函数。在图12a-12c中不将多普勒差值对1kHz取模。尤其，图12a将互相关C/No分布示出为模式1搜索(具有三个搜索模式1、2和3的最短总体积分时间)的多普勒差值绝对值的函数。图12b将互相关C/No分布示出为模式2搜索(具有比模式1搜索更长的总体积分时间)的多普勒差值绝对值的函数。最后，图12c将互相关C/No分布示出为模式3搜索(具有最长的总体积分时间)的多普勒差值绝对值的函数。
如所期望的，现在参考图12a，C/No能量峰值(在图12a中示出为垂直线)在模式1搜索(即，这些线不按照多普勒差值绝对值的函数变化)期间相对相等的。然而，在较深的模式2(图12b)和模式3(图12c)搜索(两者都具有较长的总体积分长度)期间，这些线往往按照多普勒差值的绝对值增加而减小。
结果，通过按照多普勒差值绝对值的函数来改变上面提供的(参考表5-7)C/No门限，增加了发明性互相关测试的灵敏度和有效性。例如，对于模式3搜索(图12c)，当M＝11，灵敏度的增益在5kHz大约是1.5dB。对于M＝5这个增益被减小了些。
现在，描述“强”互相关测试。此测试被用于检测当多个SV同时发送信号时以及当发送的SV信号以1kHz的倍数间隔时发生的相对“强”互相关。
“强”互相关测试如果两个或多个互相关落在编码相位和多普勒频率内彼此靠得很近，则它们的能量组合来产生比任何一个初始互相关更强的能量峰值。当多个卫星进发地发送按1kHz倍数间隔的信号时，这可能发生。例如，下面更详细描述的本发明的一实施例中，当在“能量格”的相同小区内出现时，互相关被认为彼此落得近，其中能量格是将编码相位看作第一下标、多普勒频率看作第二下标的二维搜索空间。下面参考发明性的“宽多普勒”和“抢占式”互相关测试方法两者的描述而更详细地描述能量格。因为上面参考表5-7描述的C/No门限是为单个发送SV定义的，新的能量峰值(有两个或多个更近的强互相关产生)可能落在上表中给出的C/No门限之上。
因此，本发明包括计及多个发送SV创建的较强互相关的“强”互相关测试。强互相关测试与上述计算多普勒和C/No差值的互相关测试相似。然而，按照本发明的此方面，“强”互相关测试与先前描述的互相关测试的不同在于，在检测峰值被识别为互相关前至少两个SV信号必须落在多普勒、C/No掩码内。
而且，按照强的互相关测试，如果上述多个SV发射机环境被检测，则门限被降低以计及较强的互相关。特别地，为了捕获较强的互相关峰值，降低门限ΔC/No(上面在表6和7中示出)。如果两个互相关在编码相位和多普勒频率内完全相符，则强ΔC/No应该超过主瓣ΔC/No门限大约3dB。然而，互相关通常不能完全匹配。因此，测量的峰值通常只超过ΔC/No门限1.5到2dB。
在本发明的一实施例中，强互相关测试不被触发，除非两个互相关大致等强度。如果一个互相关比另一个显著弱，则它对最终峰值的能量贡献是非常小的。结果，产生的峰值可能落在主瓣ΔC/No门限之下。
下面描述发明性的“宽多普勒”互相关测试。宽多普勒互相关测试解决与“强”互相关测试解决的问题相似的问题。然而，当多个SV信号进发地发送在多普勒频率内相对靠近但未近到产生很强能量的互相关峰值(从而允许使用刚刚描述过的“强”测试)的信号时，使用宽多普勒互相关。
“宽多普勒”互相关测试当两个SV产生在编码相位和多普勒差值内都彼此相对靠近的等强度的互相关时，发生上述关于强互相关效果的效果。此效果能通过参考图13a-13c观察到。图13a-13c示出了能结合本发明来标识互相关信号的能量格1310(图13a)、1320(图13b)以及1330(图13c)。如上面参考“强”互相关测试方法所描述，能量格包括将编码相位看作第一下标(即“x”坐标)、多普勒频率看作第二下标(即“y”坐标)的二维搜索空间。图13a的能量格1310示出了搜索具有一强互相关的第一SV(例如，SV#1)对应的能量格。图13b的能量格1320示出了搜索具有两个等强度互相关的第一SV(例如，SV#1)对应的能量格。图13c的能量格1330示出了搜索具有两个非等强度互相关的第一SV(例如，SV#1)对应的能量格。每个能量格在下面被更详细地描述。
现在参考图13a，按照本发明性互相关减轻方法和装置，当强SV互相关的频率落在能量格内时，落在强互相关的频率附近的任何足够弱的能量峰值也被标识为互相关。例如，如图13a中所示，当强SV的频率(对1kHz取模)落在能量格1310内时，阴影的频率区域被标识(例如，阴影的频率区域1316)，并且被用于标识落在区域内作为互相关的其它峰值。假定第一强SV信号(例如，由第二SV产生的，标为SV#2)落在在第一频率处的能量格1310内。在图13a中将被示为虚线1314。第二，弱得多的能量峰值1312(例如，另一SV产生的)出现在相同第一频率处能量格1310内。这样，较弱的能量峰值1312被标识为互相关，因为它落在阴影的频率区域1316内。多普勒频率区段的中心由图13a的指示符1318示出。
现在参考图13b，当两个SV发送频率内靠近的等强度卫星信号时，它们相应的互相关信号可以产生能量峰值，所述能量峰值落在每个相应的互相关信号的频带之外。例如，如图13b中所示，第一强SV信号(对1kHz取模，例如由SV#2产生)产生落在第一阴影频率区域1324内的第一强互相关峰值1322。第二强SV信号(对1kHz取模，例如由另一SV，SV#3产生)产生落在第二阴影频率区域1328内的第二强互相关峰值1326。然而，不像参考图13a的上述环境，因为两个SV信号等强度，所以产生第三能量峰值1329。如图13b中所示，由于内插效果(在强峰值1322和1326两者上在编码和频率空间内执行)，第三能量峰值1329落在两个强峰值1322、1326的多普勒频率之间的一个多普勒频率处。因此，第三互相关能量峰值1329落在阴影的频率区域1324、1328的外部，而且可以变为未检测的，除非对此情况进行特别的规定当由两个SV产生的两个等强度的互相关在编码相位内靠近(例如，少于5码片距离)而且由大约在45与70Hz之间的多普勒差值分隔时，上述参考图13b描述的现象发生在搜索模式1中(如参考图8a、8b所描述)。在这些条件下，两个等强度的互相关产生的能量峰值处于两个真正的峰值之间。因为内插峰值落在真峰值之间，所以多普勒差值可以落在上述主瓣多普勒门限之外，且不能成功地被检测。
另外，上述现象发生得非常少。它的发生取决于将出现的效果几个条件都满足。第一，互相关(例如，图13b的峰值1322和1326)必须具有近似相等的强度。否则，较强的互相关将内插峰值拉向它本身，而且在它的阴影频率区域内。在图13c中示出此，而且在下面会更详细地描述。第二，两个等强度互相关之间的多普勒分隔必须大致在45与70Hz之间。如果多普勒分隔小于大约45Hz，则内插的峰值将落在两个等强度互相关峰值之一的主瓣门限内。如果多普勒分隔大于大约70Hz，则互相关将进入分隔峰值。第三，互相关在编码相位内必须在彼此的大约1个码片内。而且，上述现象极少发生在搜索模式2和3中，因为互相关强度在这些搜索模式中变化更多.
宽多普勒互相关测试与上述强互相关测试相似。如果至少两个SV信号落在多普勒、C/No掩码内，则能量峰值被标识为互相关。C/No掩码被标识到用于主瓣C/No掩码(例如，见上面的表5-7)。然而，多普勒掩码的宽度与参考表5-7的上述多普勒掩码相比增加了。另外，与上述强互相关测试不同，峰值多普勒值必须落在两个互相关的多普勒值之间。
如上所述，如果一个互相关比另一个大的多，则较强的互相关将内插峰值拉向自己，并且在它的阴影频率区域内。在图13c的能量格中示出此。图13c示出了对应于具有两个非等强度互相关(一个相对弱的互相关1332，和一个相对强的互相关1334)的第一SV，SV#1的搜索的能量格1330。弱互相关1332落在由第二SV信号(对1kHz取模)定义的第一阴影频率区域1336内，所述第二SV信号由第二SV(例如，SV#2)产生。强互相关1334落在由第三SV信号(对1kHz取模)定义的第二阴影频率区域1338内，所述第三SV信号由第三SV(例如，SV#3)产生。如图13c中所示，当两个互相关1332、1334出现在相同能量格内时，且一个(1334)比另一个显著地强，内插峰值1340被拉向较强的互相关1334，而且一般落在较强SV的阴影频率区域内(在图13c中，内插峰值1340被示出为落在SV#3定义的第二阴影频率区域1338内)。如上所述，本宽多普勒互相关测试在这样的情况下是不必要的。现在描述“抢占式”互相关测试。
抢占式互相关测试在本发明的一些实施例中，互相关测试(诸如使用上述发明性方法测试)仅在卫星信号搜索模式被完成而且单个峰值被选择用于每个能量格(例如，参考图13a-13c的上述能量格)之后被执行。不幸的是，当互相关测试被延时直到每格的能量峰值选择过程之后而非期间(或之前)时，可能产生差错。例如，如果真的能量峰值(感兴趣的SV信号)比相同能量格中一强互相关峰值弱(或者，对于那种方式，比第二或第三强互相关峰值弱)，则在本发明的一些实施例中，为随后的互相关测试保存较强的互相关测量，同时抛弃真的峰值。尽管较强的峰值可能被较晚标识为互相关(通过互相关测试)，真的峰值不再对随后的处理有效。因此，为了恢复真的峰值，必须执行新的搜索，导致时间和处理资源的浪费。本发明性抢占式互相关测试方法消除此现象，并且阻止在执行互相关测试前对真的能量峰值进行错误、或者至少是不期望的删除。
如上面参考图13a-13c所述，本发明的一实施例在定位SV和互相关信号虽使用搜索能量格。如上所述，搜索能量格是由编码相位(沿格的“x”轴方向)和频率(沿格的“y”轴方向)索引的二维搜索空间。对于所描述的实施例，尽管这些维会被改变，仍要假定能量格具有固定的维度。在一实施例中，32个GPS码片在一个跨度和20个频率区段内获得。频率区段可包括25Hz的20倍(对于高搜索模式)。在较低搜索模式情况下，搜索具有较长的相干积分长度，取决于使用的搜索模式，频率集合可以包括6.25(“25/4”)Hz的20倍或者3.125(25/8)Hz的20倍。
在本发明的一实施例中，对于每个SV信号执行一搜索。搜索期间获得的所有卫星信号测量被输入数据库，用于进一步处理。例如，在一实施例中，高模式搜索，或者模式1搜索(上面参考图8a和8b的状态机而描述，尤其参考状态802)对每个SV被执行一次。在此实施例中，为每个搜索能量格捕获十个最强的检测卫星信号。通信和数据处理领域内的技术人员将理解使用十个峰值只是示例性的，任何方便的能量峰值数目都可以被使用，而不背离本发明的精神和范围。在此实施例中，十个本地最大能量峰值被存储在每个搜索能量格中。一旦为每个搜索格捕获十个最大能量峰值，则基于预定的峰值选择准则存储峰值。作为排序过程的结果，为每个搜索能量格选择单个能量峰值。值得注意的是，如果检测足够强度能量峰值的搜索失败，则能量格可以没有能量峰值、在实现峰值选择过程中使用几个不同的峰值选择准则。通信领域内的技术人员将理解，这里描述的峰值选择准则只做示例，不应该被认为限制本发明的范围或原理。例如，假定两个峰值彼此落在2或3个码片内。按照第一峰值选择准则，选择发生最早的峰值，而抛弃后来发生的峰值。按照此选择准则，甚至当先发生的峰值比后发生的峰值弱时仍然选择先发生的峰值。此选择准则的基本原理是较晚发生的峰值可能包括卫星信号的反射(例如，附近山脉反射的SV信号)。反射峰值(即，衰减的峰值)对于SV信号检测目的来说，不如非反射峰值(即，认为是在接收机直视线内的非衰减峰值)有用。
在选择每个能量格的峰值中可以使用其它峰值选择准则。无论使用哪种准则，在此实施例中，不使用抢先式(下面更详细地描述)，执行峰值选择后每个格保留一个能量峰值。所有的能量格以这种方式被存储且为每个SV选择一个峰值。因此，不用抢占式在每个搜索模式之后，对于每个SV只保留一个峰值。
按照发明性抢占式方法，互相关检测在搜索过程中早期且在选择能量峰值前执行。按照此方法，不是在为每个SV选择单个能量峰值后而是在十个峰值仍在每个搜索能量格内时的选择过程期间执行互相关测量。换种来说，互相关测试是在搜索过程中进行的。这隐含着，来自当前搜索模式的其它测量还未完成。因此只对先前搜索模式中发现的峰值进行比较。特别地，抢占式测试不可用在高搜索模式中。
按照本发明性抢占式互相关检测，如搜索过程正在处理的，所有“可信任的”强峰值的运行列表被保持。在每个能量格的十个峰值处理期间，执行互相关测试，而且标识互相关。如果搜索格中第一能量峰值比第二能量峰值弱，则第二峰值被标识为互相关(通过互相关检测过程)，第一能量峰值(即，真的峰值)能被保存用于进一步处理，从而不被抛弃。这节省了随后的搜索，否则不使用抢占式互相关测试方法时会要求随后的搜索。
在仿真中，尽管使用C/No和多普勒的较粗估计，使用本发明性抢占式互相关检测获得的结果与使用上述互相关测试获得的结果紧密匹配。因为分布实际上与上述互相关测试的分布相似，可以在实现抢占式测试时使用与上述分布相同的门限。然而，通信和数据处理领域内的技术人员将理解，在实现抢占式互相关测试中能使用其它门限。所提供的门限只是示例性的，不应该被认为限制本发明的范围和原理。
已经描述了本发明的几个实施例。不过，应该理解，可以进行多种修改而不违背本发明的范围。例如，本发明的方法可以使用软件或硬件、或者硬件和软件实施例的组合来实现。如另一个示例中，以某个顺序描述或示出的步骤或操作一般可以用不同的顺序被执行，除了那些在包括步骤的特定顺序的权利要求书中被描述的实施例。因此，应该理解，本发明不受特定示例性实施例的限制，只受权利要求书的范围的限制。
权利要求
1.减轻全球定位系统(GPS)接收机中对接收到的卫星信号上互相关信号的影响的方法和装置，包括步骤a)从相应的和相关的多个GPS卫星飞机器(SV)接收多个卫星信号；b)检测SV信号；以及c)标识潜在的互相关。
全文摘要
描述了减轻全球定位系统(GPS)接收机中对接收到的卫星信号的互相关信号影响的方法和装置。GPS搜索模式结构用于检测SV信号并标识潜在的互相关。GPS搜索模式具有不同的积分长度和不同的灵敏感度。检测后，测量被输入数据库，用于进一步处理。描述了几个互相关测试。例如，描述了“主瓣”互相关测试，它表明当多普勒差值在干扰SV信号和目标SV信号之间非零且为1kHz的倍数时出现的最显著互相关。选择和使用合适的C/No和多普勒门限或掩码来标识主瓣互相关。宽多普勒掩码被用于计及BPSK数据比特调制引起的对互相关的影响。描述了“可变C/No”互相关测试，它考虑到了当干扰SV和目标SV之间的多普勒差值高时对互相关的影响。“强”互相关检测被用于检测两个或多个信号在编码相位和多普勒频率内彼此落得很近时产生的组合互相关。当多个SV进发地发送在多普勒频率上相对近但不足够近以产生非常强能量的互相关峰值时，使用“宽多普勒”检测。描述了抢占式互相关检测，它描述了在SV信号搜索过程中早期执行互相关测试。
文档编号G01S19/21GK1678918SQ03820125
公开日2005年10月5日 申请日期2003年7月10日 优先权日2002年7月10日
发明者M·C·罗赫 申请人:高通股份有限公司