专利名称：接收装置和信号解调方法
技术领域：
本发明涉及接收通过扩散符号调制的信号的接收装置和信号解调方法。
背景技术：
为了接收以CDMA(Code Devision Multipel Access码分多址复用)等的频谱(spectrum)扩散方式调制的信号，并进行解调，需要使接收信号的扩散符号的相位和在接收机内部产生的扩散符号(本地代码)的相位一致。此外，在接收侧和发送侧的相对速度大、不能忽略基于多普勒效应的接收信号的表观(見かけ)的频率变化的情况下，本地代码的频率也需要考虑多普勒效应。
为了判断接收信号和本地代码之间的相位和频率的一致性，例如依次产生使相位和频率一点一点错开的本地代码，并和接收信号相乘，输入到相关器，再通过作为相关器的输出而获得的相关值来进行判断。
图4是用于进行相关判断的现有电路的一例。将在代码生成部1生成的本地代码、及基带信号输入到乘法器3，并计算一个采样的相关值，该基带信号是指通过基带再生部7从对存储在采样存储器2中的接收信号进行数字化后的采样值上除去载波(carrier)的信号。相关值被一个采样一个采样地输入到加法器4，通过积分器5积分C/A码(粗捕获码)一个周期的相关值。而且，诸如在积分值大于等于规定的阈值的时候，判断接收信号和本地代码的相位一致。
作为有效进行相关判断的方法，有这样的方法同时产生相位和频率不同的多个本地代码，并列进行与接收信号的相关判断。
为了利用这种方法进行相关判断，诸如需要准备多个本地代码发生器、数目为本地代码发生器两倍的相关器、数目与本地代码发生器相同的积分器。积分器一般情况下由大量的触发器构成，所以会存在电路规模大、功耗大，而且电路成本高的问题。
在专利文献1中，披露了这样一种解调电路，通过比现有技术更多地准备用于将相关器的输出信号变换为基带的发送器，从而减少本地代码发送器和相关器的所需数目。根据这种结构，虽然发送器的数目有所增加但是能够减少本地代码发生器和相关器的数目，也能够缩小作为接收机整体的电路规模。
专利文献1特开平7-181243号公报(图1等)不过，在专利文献1的结构中，存在不能减少相对于电路整体而言占用面积大的积分器(相关器correlator)的数目的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供既能够减小相关器的电路规模，又能够有效地进行相关判断的接收装置和信号解调方法。
上述目的由第一方面的发明的接收装置来实现，该接收装置包括信号接收部，用于接收通过扩散符号调制并发送的信号；频率变换部，用于将通过所述信号接收部接收的接收信号的频率变换为中间频率；A/D变换部，用于将变换为所述中间频率的接收信号变换为数字信号，并生成接收信号的采样值；基带再生部，从所述A/D变换部生成的采样值上除去中间频率，以再生基带信号；本地符号生成部，用于生成与发送侧使用的扩散符号相同的本地符号；多个乘法器，用于将所述采样值和所述本地符号相乘，输出根据所述采样值再生的基带信号和所述本地符号的相关值；加法器，用于将从所述多个乘法器输出的多个相关值相加；以及积分器，用于将所述加法器的输出在所述扩散符号的一个周期中进行积分，并输出相关值的积分值，其中，向所述多个乘法器输入各不相同的、根据芯片位置的采样值再生的基带信号和本地符号的组。
根据第一方面的发明的构造，A/D变换部将变换为中间频率的接收信号变换为数字信号，并生成采样值。基带再生部生成从该采样值上除去了载波的基带信号。
本地符号生成部生成与发送侧相同的本地符号，以用于进行相关计算。
根据接收信号的采样值再生的基带信号和本地符号被输入到多个乘法器，并算出相关值。根据输入到多个乘法器的采样值再生的基带信号和本地符号是各不相同的芯片位置的信号。即、在多个乘法器中，同时计算出各不相同的芯片位置的相关值。这里，所谓的芯片位置是指从采样值或本地符号的扩散符号的前头(最前列)开始的位置，是用大于等于0的数值表现的数值。例如，扩散符号的前头的采样值的芯片位置是“0”，从前头第十位的采样值的芯片位置是“9”。
从各个乘法器输出的相关值被输入到1个或大于等于2个的加法器中，其输出被输入到积分器，计算出扩散符号一个周期的相关值的积分值。
这样一来，根据本发明的接收装置，在加法器中，同时计算出多个芯片的相关值后，输入到积分器，所以能够削减获得扩散符号一个周期的相关值的积分值所需要的相关器的个数。例如，当将对根据采样值再生的基带信号和本地代码进行相乘计算的乘法器的数量设为两个、将两个芯片的相关值输入到积分器之前进行计算的时候，与乘法器为一个的情况相比，能够将相关器的个数设为二分之一。
因此，根据本发明的接收装置，与使用一个乘法器同时计算出一个芯片的相关值的情况相比，能够大幅度缩小接收装置整体的电路规模，能够大幅度降低接收装置的功耗。而且，相关计算所需要的时间与现有技术相同，不会在电路规模缩小的同时导致接收机的性能的降低。
根据第二方面的发明，在第一方面的发明的基础上，优选根据输入到所述多个乘法器的采样值再生的基带信号和本地符号的组的芯片位置是连续的。
在第二方面的发明的构造中，根据输入到多个乘法器的采样值再生的接收信号和本地符号的组的芯片位置是连续的。例如在使用两个乘法器的情况下，能够在某个时钟脉冲中，在芯片位置1的、根据采样值再生的基带信号和本地符号输入到第一乘法器，在芯片位置2的、根据采样值再生的基带信号和本地符号输入到第二乘法器。
因此，能够容易地进行本地符号的生成和输出的控制。
根据第三方面的发明，在第一方面的发明的基础上，优选所述接收信号是由多个GPS(Global Positioning System全球定位系统)卫星发送的、经由C/A(Clear and Acquisition粗捕获)码调制的信号，所述本地符号生成部产生所述多个GPS卫星中的每个卫星都固有的C/A码。
根据第三方面的发明，接收装置接收由GPS卫星发送的信号并进行解调，以取得GPS卫星的轨道信息，并计算出接收装置的位置。在GPS定位的领域中，该作业称作“GPS卫星的捕捉”。
接收装置因为具有与第一方面的发明的接收装置相同的构成，所以能够用与现有的接收机相同的时间进行GPS卫星的捕捉，而且，接收机的电路规模大幅度地缩小，功耗也大幅度地降低。
因此，能够提供适于安装在对小型且功耗低有很高要求的便携式电子设备上，诸如便携式电话机上的GPS接收装置。
上述目的可以通过本发明的第四方面的通过扩散符号调制的信号的解调方法来实现，包括以下步骤信号接收步骤，信号接收部接收通过扩散符号调制并发送的信号；频率变换步骤，频率变换部将通过所述接收部接收的接收信号的频率变换为中间频率；A/D变换步骤，A/D变换部将变换为所述中间频率的接收信号变换为数字信号，并生成接收信号的采样值；本地符号生成步骤，本地符号生成部产生与发送侧使用的扩散符号相同的本地符号；相关值计算步骤，多个乘法器将所述采样值和所述本地符号相乘，输出根据所述采样值再生的基带信号和所述本地符号的相关值；相关值加法步骤，加法器将从所述多个乘法器输出的多个相关值相加；以及积分值计算步骤，积分器将所述加法器的输出在所述扩散符号的一个周期中进行积分，并输出相关值的积分值，其中，在上述相关值计算步骤中，在所述多个乘法器上输入各不相同的芯片位置的、根据采样值再生的基带信号和本地符号的组。
根据第四方面的发明，与第一方面的发明相同，能够实现上述目的。
图1是表示本发明的实施例的GPS接收机的概略框图。
图2是相关判断部的电路构造的一个示例的概略图。
图3是相关判断部的电路构造的其他示例的概略图。
图4是现有的相关判断部的电路结构的概略图。
图5是表示采样数据和本地代码关系的概略图。
具体实施例方式
以下，参照附图等详细说明本发明的优选实施例。
另外，以下描述的实施例是本发明的优选的具体实施例，因此，在技术上施加了各种优选的限定，在以下的说明中，只要没有用于特别限定本发明的描述，则本发明的范围并不限于这些方式所保护的范围。
图1是表示本发明的一个实施例的GPS接收机20的概略功能框图。GPS接收机20大概包括用于控制接收机整体的控制部22；从进行信号的接收开始到信号的数据化的RF(Radio Frequency无线电频率)部30；用于存储各种数据和程序的存储部35；以及进行接收信号的相关判断等的BB(Base Band基带)部40。
作为信号接收部的一例的GPS天线21接收GPS卫星10a等的、在接收地点上可以接收的多个GPS卫星发送的信号S1等。信号S1等是通过在发送端作为扩散符号的一例的C/A码调制的信号，含有作为数据的、GPS时间或/和GPS卫星的轨道信息。C/A码使用了每个GPS卫星都固有的代码，因为各个GPS卫星的C/A码是公开的，所以能够在接收端从接收信号中分离出作为目标的GPS卫星的轨道信息，并取得想要得到的数据。
通过GPS天线21接收到的信号S1等被输入到作为频率变换部的一例的滤波部31中，并被变换为中间频率。由频率变换部31输出通常正交的两个信号(I信号和Q信号)。
变换为中间频率的接收信号被输入到A/D变换部32，并进行采样调查，分别取得I信号和Q信号的采样值。该采样值被暂时存储在存储部35的采样存储器36中。
作为本地符号生成部的一例的代码生成部41生成与GPS卫星在发送时使用的代码相同的C/A码。
根据采样值再生的基带信号、和本地代码被输入到相关判断部50。相关判断部50计算出两信号的相关值，诸如当相关值大于等于一定的阈值的时候，判断两信号的相位一致。
为了通过GPS卫星计算出位置，需要捕捉最低三个GPS卫星，所以在GPS接收机中用于计算相关值(GPS卫星的捕捉)的电路规模容易变大。
当接收信号和本地代码的相位一致时，包含在接收信号中的数据能够解码。运算部43根据解码接收信号而获得的数据所包含的轨道信息和GPS时间，计算出GPS接收机20的位置。
运算部43所计算出的位置通过输出部44被输出到诸如显示装置(没有图示)上。
图2是相关判断部50等的概略电路图。如前面所述，采样数据因为包括I信号和Q信号的代码，所以为了就两个采样进行相关计算需要两组相关判断部，图2示出了其中的一组。
采样存储器36存储有C/A码一个周期的接收信号的采样值。这里将一个周期的采样值的个数设置为m。
根据各个采样值再生的基带信号诸如是带有六位符号的整数，以考虑重要性计算相关值。下面，将芯片位置为X[X为大于等于0、且小于等于(m-1)的整数]的采样数据表示为BB(X)。
代码生成部41一个周期一个周期生成公开的各个GPS卫星固有的C/A码，并存储在存储器中。一周期的分割数的数目是与接收信号的采样值相同的m。该代码取值为-1或1。下面，将芯片位置为X[X为大于等于0、且小于等于(m-1)的整数]的本地代码表示为Code(X)。
图5表示根据采样值再生的基带信号和本地代码的关系的概略图。
图5(a)的信号6是输入到A/D变换部32的被变换为中间频率的接收信号。信号6按照采样间隔t1进行采样，在C/A码的一个周期中取得从BB(0)到BB(m-1)的总计m个的采样值。
图5(b)的信号7是代码生成部41所生成的本地代码。按照采样间隔t1分割各个GPS卫星的C/A码一个周期，与采样值相同地生成从Code(0)到Code(m-1)的m个代码。通过搜寻Code(0)的位置、以及使C/A码的芯片宽度t2变化、采样值的相关度变高的位置，从而捕捉GPS卫星。
GPS卫星的C/A码由1023个芯片构成，芯片宽度t2约为1μs，所以C/A码的一个周期约为1ms。此外，采样间隔t1小于等于通常t2的二分之一。
在图2的乘法器51a上对应每个动作模块依次输入BB(2n)和Code(2n)。这里，n是从0到(m/2-1)的整数，对应于模块一个一个地增加。
在乘法器51a上对应每个动作模块依次输入BB(2n)和Code(2n)。这里，n是从0到(m/2-1)的整数，每个模块都增加1。
在乘法器51a上输入BB(2n)和Code(2n)的同时，在乘法器51b上输入BB(2n+1)和Code(2n+1)。
也就是说，在乘法器51上按照BB(0)和Code(0)、BB(2)和Code(2)、……、BB(m-2)和Code(m-2)的顺序输入数据，与此对应，在乘法器52上按照BB(1)和Code(1)、BB(3)和Code(3)、……、BB(m-1)和Code(m-1)的顺序输入数据。
乘法器51a的输出和乘法器51b的输出被输入到加法器52。加法器52的输出成为[BB(2n)·Code(2n)]+[BB(2n+1)·Code(2n+1)]。这种情况意味着由加法器52同时计算出两个芯片位置的相关值。
加法器52的输出被输入到加法器53。加法器53的另一输入是积分器54的输出。加法器53的输出被输入到积分器54。
积分器54将积分值输出到后续的电路和加法器53中。
也就是说，直到n＝m/2-1的输入完了时的积分器54的输出成为C/A码一个周期的相关值的积分值。
积分器54由多个触发器(以下写作F/F)，F/F的必要数如下所述。
首先，为获得C/A码一个周期的相关值的积分值所需要的、向积分器54输入数据的次数是2/m次。由为表示积分值所需要的位数所确定的F/F一级的位数设为K位时。F/F的必要数变为K×m/2。
图4是当积分器为一个时的、相关判断部的电路图。由代码生成部1生成的本地代码、及根据存储到采样存储器2的采样值生成的基带信号被输入到乘法器3，并计算出一个芯片的相关值。相关值一个芯片一个芯片地被输入到加法器4，通过积分器5计算出C/A码一个周期的相关值。
当具有这种现有的电路结构的时候，向积分器5输入相关值的次数为m次，所以F/F的必要数是K×m个。
在前面的说明中，以通过一次积分C/A码一个周期的相关值的情况进行了说明，但也可以分多次进行。
如果通过一次进行积分的话，构成积分器54的F/F的必要数变多(尽管如此，如前所述，也是现有技术所需数目的一半)，但是能够在短时间(较少的时钟脉冲数)内完成相关计算。
如果分割C/A码的一个周期、分多次计算相关的积分值的话，向积分器54的每一个积分的输入次数减少，所以处理时间增加，但是构成积分器54的F/F的数目能够进一步减少。例如，当分4次计算的时候，F/F的必要数为1/4，变成K×m/8个。
图3是相关判断部50等的其他构成例的电路图。
图3与图2不同的点在于，在图2的电路基础上增加了乘法器51c和加法器52a，能够同时计算三个芯片的相关值。
直到来自于乘法器51a和乘法器51b的输出被输入到加法器52的部分为止都与图2的情况相同。在乘法器51上分别输入由代码生成部41生成的本地代码、以及由基带再生部37根据接收信号的采样值再生的基带信号。当以相同的时间(timing)将输入到乘法器51a的两个信号作为Code(t)和BB(t)的话，则输入到乘法器51c的两个信号是Code(t+2)和BB(t+2)。
乘法器52c的输出与加法器52的输出一起向加法器52a输入。也就是说，在加法器52中能够计算三个芯片的相关值。
加法器52a的输出被输入到加法器53，在积分器54中，计算相关的积分值的情况与图2相同。
如果是图3所示的电路结构，能够同时计算出三个芯片的相关值，构成积分器54的F/F的数目能够削减到同时计算出一个芯片的相关值时(参照图4)的三分之一。
这样一来，本实施例的GPS接收机20通过含有积分器54的相关判断部50进行相关判断，该积分器54由数目为现有技术的二分之一的F/F构成。
在GPS接收机中，一般情况下，BB部的电路规模大于RF部的。而且，相关判断部在BB部的电路规模上所占的比例也大。
因此，本发明的GPS接收机20与现有技术相比作为接收机整体的电路规模能够大幅度地缩小。当动作频率和动作电压固定时，集成电路的功耗能够根据与电路规模的大体比例，大幅度地降低功耗。而且，GPS接收机20也适用于对小型化和低功耗有要求的便携式电话机等的便携式设备上。
本发明不限于上述的各实施例。而且，也可以是上述各实施例相互组合而构成的。
附图标记说明10a、10b、10c GPS卫星20GPS接收机21GPS天线22控制部30RF部 35存储部36采样存储器 37基带再生部40BB部 41代码生成部50相关判断部 43运算部44输出部 50相关判断部51a、51b乘法器 52、53加法器54积分器
权利要求
1.一种接收装置，其特征在于，包括信号接收部，用于接收通过扩散符号调制并发送的信号；频率变换部，用于将通过所述信号接收部接收的接收信号的频率变换为中间频率；A/D变换部，用于将变换为所述中间频率的接收信号变换为数字信号，并生成接收信号的采样值；基带再生部，从由所述A/D变换部生成的采样值上除去中间频率，以再生基带信号；本地符号生成部，用于生成与发送侧使用的扩散符号相同的本地符号；多个乘法器，用于将所述采样值和所述本地符号相乘，输出根据所述采样值再生的基带信号和所述本地符号的相关值；加法器，用于将由所述多个乘法器输出的多个相关值相加；以及积分器，用于将所述加法器的输出在所述扩散符号的一个周期中进行积分，并输出相关值的积分值，其中，向所述多个乘法器输入各不相同的芯片位置的、根据采样值再生的基带信号和本地符号的组。
2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于根据输入到所述多个乘法器的采样值再生的基带信号和本地符号的组的芯片位置是连续的。
3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于所述接收信号是由多个全球定位系统卫星发送的、经由粗捕获码调制的信号，其中，所述本地符号生成部产生所述多个全球定位系统卫星中的每个卫星都固有的粗捕获码。
4.一种通过扩散符号调制的信号的解调方法，其特征在于，包括以下步骤信号接收步骤，信号接收部接收通过扩散符号调制并发送的信号；频率变换步骤，频率变换部将通过所述接收部接收的接收信号的频率变换为中间频率；A/D变换步骤，A/D变换部将变换为所述中间频率的接收信号变换为数字信号，并生成接收信号的采样值；本地符号生成步骤，本地符号生成部产生与发送侧使用的扩散符号相同的本地符号；相关值计算步骤，多个乘法器将所述采样值和所述本地符号相乘，输出根据所述采样值再生的基带信号和所述本地符号的相关值；相关值加法步骤，加法器将由所述多个乘法器输出的多个相关值相加；以及积分值计算步骤，积分器将所述加法器的输出在所述扩散符号的一个周期中进行积分，并输出相关值的积分值，其中，在所述相关值计算步骤中，在所述多个乘法器上输入各不相同的芯片位置的、根据采样值再生的基带信号和本地符号的组。
全文摘要
本发明公开了既缩小相关器的电路规模，又有效进行相关判断的接收装置及信号解调方法。GPS接收机(20)包括接收通过扩散符号调制并发送的信号的信号接收部(21)；将接收信号变换为中间频率的频率变换部(31)；生成接收信号的采样值的A/D变换部(32)；生成与发送侧使用的扩散符号相同的本地符号的本地符号生成部(41)；从采样值上除去中间频率的基带再生部(37)；将采样值和本地符号相乘的乘法器(51a、51b)；将从多个乘法器输出的多个相关值相加的加法器(52)；以及将加法器的输出在扩散符号的一个周期中进行积分，并输出相关值的积分值的积分器(54)，其中，向乘法器输入各不相同的芯片位置的、根据采样值再生的基带信号和本地符号组。
文档编号G01S19/34GK1837847SQ20061006539
公开日2006年9月27日 申请日期2006年3月23日 优先权日2005年3月24日
发明者照内则生, 仓田智之 申请人:精工爱普生株式会社