具有变频器和用于信号分析的戈泽尔滤波器的感应式位置传感器的制作方法

本发明涉及一种位置传感器。

背景技术：

机动车通常包括多个可运动的物体，其位置借助于位置传感器来检测。为了检测可运动的物体的位置，通常将位置发送器、如无源振荡回路或金属元件布置在可运动的物体上。为了检测位置发送器的位置，通常使用具有一个初级线圈和两个次级线圈的差分变压器，其中初级线圈和次级线圈能够经由位置传感器磁耦合。

在此，初级线圈能够借助载波信号激励，以便在次级线圈中感生出电信号。感生出的电信号能够被分析用于确定位置发送器的位置，例如借助于处理器或微控制器。对此通常耗费地还原载波信号。

技术实现要素：

本发明所基于的任务是，说明一种更有效率的位置传感器。

所述任务通过具有根据独立权利要求的特征的主题来解决。本发明的有利的实施方式是附图、说明书和从属权利要求的主题。

根据本发明的一个方面，所述任务通过一种用于检测位置发送器的位置的位置传感器来解决，其中位置传感器能够与用于发出具有第一频率的第一电信号的第一电信号源和用于发出具有第二频率的第二电信号的第二电信号源连接，所述位置传感器具有：初级线圈，用于产生具有第一频率的交变磁场；第一次级线圈和第二次级线圈，其中第一次级线圈和第二次级线圈能够分别通过位置发送器与初级线圈磁耦合，并且其中通过产生的交变磁场能够在第一次级线圈中感生出第三电信号并且在第二次级线圈中感生出第四电信号；变频器，用于将第三电信号转换成第一中间频率信号并且用于将第四电信号转换成第二中间频率信号，其中变频器能够与第二电信号源连接；和戈泽尔滤波器组，用于第一中间频率信号的解调，以便得到第一解调信号，并且用于第二中间频率信号的解调，以便得到第二解调信号。由此实现下述优点：能够取消第一电信号的耗费的还原。

位置发送器能够包括无源振荡回路和/或金属元件、如金属靶或者通过无源振荡回路和/或金属元件、如金属靶形成。此外，第一电信号源能够包括或形成载波频率发生器。第二电信号源此外能够包括或形成本机振荡器（lo）。例如，相应的电信号源包括频率发生器、振荡回路和/或电压控制的振荡器、如电压控制振荡器（vco）。根据一个实施方式，第一电信号源和第二电信号源能够与主振荡器连接或可连接，借助于所述主振荡器可产生参考信号。

相应的频率能够预先确定或者能够借助于操作元件、如按键、旋钮或双列直插式封装（dip）开关元件、相应的电信号源来调节。例如，相应的频率为100khz、250khz、500khz、750khz、1mhz、2.5mhz、5mhz、7.5mhz、10mhz、25mhz、50mhz、75mhz、100mhz、250mhz、500mhz、750mhz或1ghz。根据一个实施方格式，第二频率能够小于或大于第一频率。

初级线圈和相应的次级线圈能够形成差分变压器或者包括在差分变压器中。

变频器能够包括混合器，其用于将第三电信号和/或第四电信号转换到更低的中间频率范围中。此外，戈泽尔滤波器组能够包括滤波元件、如戈泽尔滤波器，其用于根据戈泽尔算法解调第一中间频率信号和/或第二电的中间频率信号。

在一个有利的实施方式中，构造位置传感器，其具有用于根据第一解调信号或第二解调信号确定位置发送器的位置的处理器。由此实现下述优点：位置发送器的位置能够有效地检测。

在另一个有利的实施方式中，在戈泽尔滤波器组的上游接入模数转换器。由此，实现下述优点：可以通过用于数字信号处理的成本适宜的微处理器来形成戈泽尔滤波器组。

在另一个有利的实施方式中，在戈泽尔滤波器组的上游接入用于信号窗口化的装置。由此实现下述优点：能够提高位置发送器的位置检测的精度。

用于信号窗口化的装置能够被构造用于将窗函数应用到第一中间频率信号和/或第二中间频率信号上。例如，窗函数是矩形窗函数、汉明窗函数、汉宁窗函数、von-hann窗函数、布莱克曼窗函数、巴特利特窗函数、余弦窗函数、塔基窗函数、lanczos窗函数、凯泽窗函数或高斯窗函数。

在另一个有利的实施方式中，戈泽尔滤波器组包括用于解调第一中间频率信号的第一戈泽尔滤波器和用于解调第二中间频率信号的第二戈泽尔滤波器。由此实现下述优点：能够有效地解调相应的中间频率信号。

在另一个有利的实施方式中，构造位置传感器，其具有用于发出第一解调信号或第二解调信号的信号输出端。由此实现下述优点：能够将相应的解调信号转发给外部处理器以用于确定位置发送器的位置。

在另一个有利的实施方式中，在戈泽尔滤波器组的下游接入用于第一解调信号或第二解调信号的线性化的装置。由此实现下述优点：相应的解调信号能够有效地进一步处理。

在另一个有利的实施方式中，在变频器的下游接入带通滤波器。由此实现下述优点：能够有效地从变频器的输出信号中滤出相应的中间频率信号。

在另一个有利的实施方式中，在变频器的下游接入放大器。由此实现下述优点：能够执行相应的中间频率信号的电平调整。

在另一个有利的实施方式中，变频器包括用于将第三电信号与第二电信号混合的第一混合器和用于将第四电信号与第二电信号混合的第二混合器。由此实现下述优点：能够有效地产生相应的中间频率信号。

在另一个有利的实施方式中，构造位置传感器，其具有第一电信号源和第二电信号源。由此实现下述优点：能够简化位置传感器的安装。

在另一个有利的实施方式中，在第一电信号源或第二电信号源的下游接入放大器。由此实现下述优点：能够执行第一电信号或第二电信号的电平调整。

在另一个有利的实施方式中，构造位置传感器，其具有用于产生具有第三频率的另一电信号的频率发生器，其中第一电信号源被构造用于基于所述另一电信号产生第一电信号，并且其中第二电信号源被构造用于基于所述另一电信号产生第二电信号。由此实现下述优点：能够提供用于产生第一电信号和第二电信号的主信号。例如，频率发生器包括主振荡器并且第三频率为100khz、250khz、500khz、750khz、1mhz、2.5mhz、5mhz、7.5mhz、10mhz、25mhz、50mhz、75mhz、100mhz、250mhz、500mhz、750mhz或1ghz。

在另一个有利的实施方式中，第一频率或第二频率是第三频率的整数倍，或第三频率是第一频率或第二频率的整数倍。由此实现下述优点：第一电信号或第二电信号能够有效地通过频率加倍或分频产生。

在另一个有利的实施方式中，第一电信号源包括合成器，其用于基于另一电信号产生具有第一频率的第一电信号，或者第二电信号源包括合成器，其用于基于另一电信号产生具有第二频率的第二电信号。由此实现下述优点：能够有效地产生第一电信号或第二电信号。

附图说明

本发明的实施例在附图中示出并且在下面详细描述。

其中：

图1示出根据一个实施方式的位置传感器的示意图；

图2示出通过双边带am与载波和相同频率和相位的附加载波的相正确的相乘进行的同步解调的转换过程的定性谱图；

图3示出变频器的功能原理；

图4示出具有电路板和位置发送器的装置；

图5示出根据另一个实施方式的位置传感器的示意图；

图6示出从高频范围到中间频率范围的频率转换的定性谱图；

图7示出根据一个实施方式的合成器的示意图；

图8示出根据另一个实施方式的合成器的示意图；

图9示出从高频范围到中间频率范围的两级频率转换的定性谱图；并且

图10示出根据另一个实施方式的位置传感器的示意图。

具体实施方式

图1示出根据一个实施方式的位置传感器100的示意图。位置传感器100包括初级线圈101、第一次级线圈103、第二次级线圈105、变频器107和戈泽尔滤波器组109。

可以构造用于检测位置发送器的位置的位置传感器100，其中位置传感器100能够与用于发出具有第一频率的第一电信号的第一电信号源和用于发出具有第二频率的第二电信号的第二电信号源连接，所述位置传感器具有：初级线圈101，用于产生具有第一频率的交变磁场；第一次级线圈103和第二次级线圈105，其中第一次级线圈103和第二次级线圈105能够分别通过位置发送器与初级线圈101磁耦合，并且其中通过产生的交变磁场能够在第一次级线圈103中感生出第三电信号并且在第二次级线圈105中感生出第四电信号；变频器107，用于将第三电信号转换成第一中间频率信号并且用于将第四电信号转换成第二中间频率信号，其中变频器107能够与第二电信号源连接；和戈泽尔滤波器组109，用于解调第一中间频率信号，以便得到第一解调信号，并且用于解调第二中间频率信号，以便得到第二解调信号。

位置发送器能够包括无源振荡回路和/或金属元件、如金属靶或通过无源振荡回路和/或金属元件、如金属靶形成。此外，第一电信号源能够包括或形成载波频率发生器。第二电信号源此外能够包括或形成本机振荡器（lo）。例如，相应的电信号源包括频率发生器、振荡回路和/或电压控制的振荡器、如电压控制振荡器（vco）。根据一个实施方式，第一电信号源和第二电信号源能够与主振荡器连接或可连接，借助于所述主振荡器可产生参考信号。

相应的频率能够预先确定或者能够借助于操作元件、如按键、旋钮或双列直插式封装（dip）开关元件、相应的电信号源来调节。例如，相应的频率为100khz、250khz、500khz、750khz、1mhz、2.5mhz、5mhz、7.5mhz、10mhz、25mhz、50mhz、75mhz、100mhz、250mhz、500mhz、750mhz或1ghz。根据一个实施方式，第二频率能够小于或大于第一频率。

初级线圈101和相应的次级线圈103、105能够形成差分变压器或者包括在差分变压器中。

变频器107能够包括混合器，其用于将第三电信号和/或第四电信号转换到更低的中间频率范围中。此外，戈泽尔滤波器组109能够包括滤波元件、如戈泽尔滤波器，其用于根据戈泽尔算法解调第一中间频率信号和/或第二电的中间频率信号。

根据一个实施方式，在感应式距离和角度传感装置中，如在位置传感器100中，能够使用基于传递器的传感器，该传感器的次级输出参量为初级侧的载波频率、如第一频率的根据位置发送器或角度发送器进行幅度调制的电压。因此，在次级侧，能够出现利用载波的所谓的双边带幅度调制（am）。随后，通过精确解调经幅度调制的次级电压和根据选择的特定测量方法的进一步处理，能够推断出绝对距离或角度。

根据另一个实施方式，位置传感器100的工作原理可以基于对次级电压的差值的分析，诸如在永磁式线性非接触位移（plcd）法中，其中耦合的软磁芯的位置能够用作为位置发送器，或者在线性感应式位置传感器（lips）中，其中软磁芯中的永磁体或饱和区能够标定位置。所述传感器通常由芯材料决定地借助在khz范围中的相对低的载波频率、如第一频率运行。

根据另一个实施方式，位置传感器100的工作原理能够基于下述方法，在所述方法中，初级线圈101和/或相应的次级线圈103、105的绕组根据特定的单义的图案实施，使得借助相应的位置发送器或地点发送器、例如具有涡流效应的短路小板，在次级侧能够得出具有双边带am与载波的不变的相关系的正弦形的和余弦形的包络线。通过被承载的正弦和余弦函数的am解调，通过反正切函数能够计算位置发送器的位置或地点。

根据另一个实施方式，初级线圈101或使用的传递器能够以无芯并且具有少量初级绕组的方式实施，例如实施为印刷线圈。在此，第一频率或载波频率能够由出现的小的初级主电感决定地大部分位于低的mhz范围中，由此保证初级线圈100或传递器的传递效率的最低限度。在载波频率更低的情况下，变压比能够明显更差地下降并且不再主要由机械构造、如初级/次级绕组比和耦合度、而是首先由初级线圈101的参量、如初级主电感或其阻抗确定。随后关注在例如1mhz之上的高频（hf）范围中的第一频率或载波频率的所述应用。

根据另一个实施方式，作为精确解调器能够使用模拟乘法器形式的相干解调的同步解调器。所述同步解调器能够在所关注的高频范围中提供技术上的和经济上的优点，因为所述同步解调器一方面能够相对简单地制造和集成，并且另一方面借助于所述同步解调器能够在所述频率范围中实现模拟的精确解调。在该上下文中，精确解调表示：如果am信号的调制度非常大地降低，即次级侧的信号混合在确定的时刻能够非常小地降低，那么消息信息与载波本身无失真地分离。在所述解调器中能够通过下述方式发生同步的调制过程：双边带am利用具有附加的载波振荡的载波进行调制，其频率和相位对应于在具有载波的双边带am中的初始频率和相位。

根据另一实施方式，乘法器能够具有下述传递函数：

其中ude表示从乘法器输出的电信号的电压值，um表示第三电信号或第四点信号的电压值，ulo表示第二电信号的电压值，并且t表示时间。

根据另一个实施方式，能够通过下式得出具有载波的要解调的am信号：

其中m表示调制度。此外，通过能够得到具有相对于初始载波振荡采取相移的第二电信号或附加的载波振荡。

根据另一个实施方式，能够将ude（t）和ulo（t）输送给同步解调器。同步解调器的输出信号能够通过下式得出：

所述计算示出，除了在解调乘积的谱中的进行调制的信号振荡之外，还能够出现关于载波振荡的二倍频的边侧振荡。所述边侧振荡能够在信号处理的随后进程中通过低通滤波器抑制。此外能够识别的是，这样获得的信号振荡的幅度不仅仅取决于初始的调制信号，而是同样能够取决于附加载波相对于初始载波的相移。相差的波动能够作为相应的解调信号中的幅度变化来察觉。在相移为90°的奇数倍时，信号幅度能够变成零。从中可见，相干同步解调中的相位具有何种意义。此外，在忽视相条件的情况下能够出现解调错误。

图2示出通过双边带am与载波和相同频率和相位的附加载波的相正确的相乘进行的同步解调的转换过程的定性谱图。

在图2中示出转换过程的谱图。具有载波信号的次级侧的两个双边带am能够通过同步解调器解调。此外，绘制同步解调器的输入信号201和输出信号203。

在第一变型形式中，从初级载波信号中导出附加载波。关于相误差的无错误的解调在该变型形式中在下述情况下得出：传递器的传递路径丝毫不产生相移，所述传递器能够通过初级线圈101和相应的次级线圈103、105形成。次级侧的相位关于载波相位的每次变化能够使解调结果失真，所述载波相位也能够完全是距离、角度、温度或时间相关的。

在第二变型形式中，附加载波从具有载波信号的次级侧的双边带am中还原，由此理论上通过传递器造成的相误差不再能够产生影响。在此，从am信号中还原载波能够是耗费的，尤其当调制度非常大、例如接近1时如此，并且因此信号混合短暂地变小，使得还原能够加难，由此本来有利的同步解调器因此实际上能够呈现简单的非相干包络线解调器的性能和精度。

根据另一个实施方式，在位置传感器100中能够使用am解调法，所述am解调法能够完全副载波无关地并且因此相无关地工作，但是尽管如此能够提供同步解调器也能够表现出的精度，只要正确设定所提到的附加条件。提供所述可能性的方法是所谓的非相干的am解调法。

图3示出变频器107的功能原理。此外，绘制载波振荡器301、本机振荡器303和选择性的中间频率放大器305。载波振荡器301能够被构造用于发出具有频率ft的电信号。此外，本机振荡器303能够被构造用于发出具有频率flo的电信号。此外，变频器107能够包括混合器并且被构造用于发出具有混合频率f混合的电信号。此外，选择性的中间频率放大器305能够包括带通滤波器并且被构造用于发出具有频率fzf的电信号。

根据一个实施方式，可以使用借助于变频器107或混合器到更低的中间频率范围zf中的频率转换，和随后的借助非相干解调法的am解调。与在关联的分频中不同地，在频率混合时，初始调制的信息能够完全保持不变，所述分频借助矩形信号工作并且通过所述分频在更低的频率中也能够实现处理。

图3借助框图示出功能原理：余弦形的载波频率ft和本机振荡器303的余弦形的辅助频率flo在变频器107中混合。变频器107能够如理想的乘法器那样表现，其中在输出侧，混合频率f混合表现成输入频率的和频率和差频率。

根据一个实施方式，为了优化混合器效率，可以将变频器107设计成开关混合器，在所述开关混合器中，本机振荡器信号是时间对称的矩形信号。

在考虑时间对称的矩形振荡与余弦形的载波信号相乘的傅里叶级数的情况下，其中在此从未调制的余弦信号出发，变频器107的输出信号能够在时域中如下表达：

通过应用加法定理得出：

一旦转换到中间频率（zf）范围中，简单的和成本适宜的放大、滤波和解调的全部可能性可供使用。更高级次的混合乘积和可能的载波余数和lo余数能够通过zf带滤波器、如选择性的中间放大器305的带通滤波器抑制。

从具有单独的优缺点的多个实际可用的混合器原理中，下面应示例性地使用对称的推挽开关混合器，所述推挽开关混合器对于位置传感器100的所力求的频率范围而言非常接近在上文中提到的理想的混合器。

在ft和flo的对称的信号输入时，能够得到变频器107或混合器，所述变频器或混合器在成本非常低的情况下的特征在于高的载波抑制、低的混合损耗和即使在高的输入信号的情况下除了预期的混合乘积之外不产生其他的新的频率的能力，所述新的频率也许能够在zf范围中出现，并且由此具有高的大信号稳定性。

图4示出具有电路板401和位置发送器403的装置。在电路板401上布置有初级线圈101、第一次级线圈103和第二次级线圈105。此外，位置发送器403、如靶包括共振的并联振荡回路，所述并联振荡回路具有线圈405和电容器407。

所述装置为无铁芯的平面变压器。在固定的电路板401上安置有初级线圈101、例如激励绕组和相应的次级线圈103、105、例如传感器绕组。

相应的次级线圈103、105、如传感器线圈每个本身布置成，使得在缺少位置发送器403的情况下保存初级线圈101或初级绕组的感生电压。优选地，这能够通过下述绕组实现，所述绕组的绕组方向反转。分别封闭的绕组的面积能够始终是相等的。现在，例如在低mhz范围中的高频率的交变电压被提供到激励绕组上。相应的次级线圈103、105能够在几何形状上布置成，使得其输出信号是正弦和余弦变化曲线。

根据一个实施方式，与传感器几何形状协调的金属元件、如金属靶为了确定位置可以被引导到电路板401之上，以便衰减相应的次级线圈103、105的传感器绕组的确定区域。所述衰减通过金属元件中的感生涡流形成。相应的输出信号能够从未衰减的相应的次级线圈103、105的分量中得出。

根据另一个实施方式，位置发送器403包括无源振荡回路。所述无源振荡回路能够包括线圈405、如平面线圈和电容器407、如电容。此外，无源振荡回路的共振频率能够与第一频率、如初级线圈101的激励频率协调。所述技术能够具有多个优点。一个优点能够由以下得到：相应的次级线圈103、105、如传感器绕组的输出信号不通过未衰减的分量得到。通过设计位置发送器403、例如靶以第一频率共振，能够实现改进的信号传递。品质因子在此能够是在金属元件或金属靶的情况下的10倍高。所述装置的另一个优点能够通过小的间距灵敏度得到。如已经描述的那样，位置发送器403、如lc靶的共振频率设计到第一频率上。在相对窄带的频率范围中，相应的次级线圈103、105、如传感器线圈对位置发送器403、如靶的变化和位置做出反应。如果第一频率改变并且变动到振荡回路的共振频率之外，那么位置传感器100能够丧失其效果。

根据另一个实施方式，第一频率能够位于1.5mhz至6mhz的范围中。在此，1.5mhz能够大约标记利用本变压器构造的感应式测量原理的功能下限，而在此示例性地使用的对称的推挽开关混合器能够直至大约6mhz使用。

根据另一个实施方式，在变频器107中的转换过程中得到的中间频率（zf）频率可以为fzf＜200khz。优选地，zf频率可以为fzf＜100khz，因为小的zf频率能够明显有助于简单的并且因此价格便宜的模拟的信号预处理。

根据另一个实施方式，主要的信号处理、如非相干的am解调可以以数字的方式进行。对此能够使用微控制器、如μc并且最佳地充分利用微控制器，即除了数字信号处理之外，所述微控制器还能够考虑用于其他任务，例如产生第一频率和第二频率，如载波频率和本机振荡器频率。尽管原理上也能够使用模拟解调器，通过使用微控制器能够实现成本降低。

图5示出根据另一个实施方式的位置传感器100的示意图。位置传感器100包括：初级线圈100；相应的次级线圈103、105；具有两个混合器501的变频器107；两个选择性的中间频率放大器305，所述中间频率放大器分别包括带通滤波器；模数转换器503；两个用于信号窗口化的装置505；具有两个戈泽尔滤波器507的戈泽尔滤波器组109；两个用于线性化的装置509；两个信号输出端511；放大器513；主振荡器515；两个计时器517、519和合成器521。模数转换器503、用于信号窗口化的装置505、戈泽尔滤波器组109、用于线性化的装置509、信号输出端511、主振荡器515和计时器517、519布置在微控制器523、如具有数字信号处理装置的μc中。此外，初级线圈101和相应的次级线圈103、105布置在电路板401上。

放大器513能够形成初级控制装置。此外，计时器519能够形成第一电信号源。计时器517和合成器521此外能够形成第二电信号源。此外，主振荡器515能够形成频率发生器，该频率发生器用于产生具有第三频率的另一电信号。用于线性化的装置509此外能够被构造用于执行特性曲线修正。此外，信号输出端511能够是数字的或模拟的输出接口。从第一次级线圈103出发的信号处理路径此外能够是正弦路径，从第二次级线圈105出发的信号处理路径此外能够是余弦路径。此外，电路板401、初级线圈101和相应的次级线圈103、105能够形成正弦/余弦传递器。

计时器519能够被构造用于发出具有第一频率ft的第一电信号。此外，合成器能够被构造用于发出具有第二频率flo的第二电信号。选择性的中间频率放大器305此外能够分别被构造用于发出具有频率fzf的电信号。此外，计时器517能够被构造用于发出具有频率fh的电信号。

根据一个实施方式，在图5中示出的位置传感器100能够是一种实现方案，该实现方案具有到另一数字信号处理的所谓的基带中的频率转换。基带在该上下文中表示：通过转换过程形成的zf频率连同边频在下述频率范围中出现，所述频率范围能够从0直至达到所使用的模数转换器503的采样频率的一半。因此，采样过程能够根据通用采样定理无错误地进行。沿着信号流，在图5中在左边区域中首先布置已经提及的传递器，该传递器的相应的次级线圈103、105被实施为，使得通过未示出的位置发送器403的运动，得到载波振荡在时域中的正弦形的或余弦形的包络线。在初级侧，能够借助载波频率发生器进行控制。对具有正弦形或余弦形包络线的信号的其他模拟处理对每个信号单独在相应的正弦路径或余弦路径中进行，所述正弦路径或余弦路径能够具有相同的特性。所承载的正弦信号首先在跟随于此的混合器501中借助于具有第二频率的第二电信号转换到中间频率范围中。随后的选择性的中间频率放大器305使信号一方面摆脱不期望的更高的混合乘积并且同样能够用作为在模数转换器503中的随后采样过程的反混叠滤波器。此外，进行电平调整，使得能够充分地控制随后的模数转换器503。

图6示出从高频范围到中间频率范围的频率转换的定性谱图。例如，中间频率范围定义基带。

根据一个实施方式，借助于从模拟到数字的转换能够以数字的方式进行信号处理。所述信号处理此外能够双路径地进行，例如通过微控制器523或μc中的时分多路复用器。

根据另一个实施方式，作为数字的am解调法能够使用戈泽尔算法、如1点离散傅里叶变换（dft）。借助1点dft的计算，能够以相当简单的方式执行幅度调制的zf信号的精确解调。此外，通过戈泽尔算法的使用得到下述优点：

•能够进行选择性的解调过程，其数字滤波器借助一次性固定选择并且不可移动调节的参数能够是对模拟zf滤波器的补充。

•基于过采样和抽取的原理，能够借助戈泽尔算法根据参数化进行整个信号质量的明显改进。更高的有效数字分辨率能够带来测量参量的信噪比的收益。

•灵活地选择戈泽尔参数：dft的重要参数、诸如块数量n能够直接地影响过采样的程度并且因此不仅影响信号质量、而且影响戈泽尔滤波器的带宽。相反，重要的传感器参数、诸如am-zf信号的最大的要处理的调制频率或传播时间、如群延时相反。这是为了表明物理参量的变化作为测量结果所需的时间，物理参量的无错误的检测同样例如与块数量n相关。通过戈泽尔参数的灵活定义，在此能够使折中容易。

根据另一个实施方式，能够有利的是，在戈泽尔滤波器组109或戈泽尔滤波器507的上游接入用于信号窗口化的装置505、如信号块“窗口化”。自身产生的频率、诸如被转换的载波能够选择到zf层面中，使得其频率始终是采样频率的整数倍或因子，并且因此在没有特殊的窗函数的情况下能够被无错误地处理，而这通常不适用于zf位置中的am信号的边频。

根据另一个实施方式，边频能够由要感测的物理参量确定并且因此与采样频率成任意关系。这尤其能够在使用矩形窗口（等同于没有特殊的窗函数）时在较高的调制频率下如am的载波的边频那样引起线性失真：根据am调制频率，通过戈泽尔滤波器507能够进行加权，使得将具有高幅度的靠近载波的低的频率解调，更高的远离载波的频率然而具有有时明显更低的幅度。

根据另一个实施方式，窗函数的类型能够决定性地一起确定戈泽尔滤波器507关于选择性的通过表现、如边沿陡度、但是也有通过区域的可用宽度。换言之，可以概括地说，窗函数除了正确选择的块长度n之外确定以戈泽尔滤波器505的形式的数字am解调器的振幅特性曲线。

根据另一个实施方式，进一步的数字信号处理能够通过用于线性化的装置509或用于线性化解调的正弦或余弦函数的级来补充完整，所述级能够以数字方式尤其简单地实施。简单的方法、诸如分段线性的近似能够示出可概览的附加的计算耗费。

根据另一个实施方式，在信号输出端511上、如在输出接口上，可以将解调的正弦和余弦信号以模拟的方式或数字的方式输出以用于进一步处理。

根据另一个实施方式，由于将戈泽尔算法用作解调法，可以基于下述点选择使用的或出现的频率：

•全部参与信号处理过程的频率，如相应电信号的相应频率、载波频率、本机振荡器频率、采样频率和/或数字信号处理的脉冲频率，能够由共同的时基、如主振荡器515导出。由此结合戈泽尔算法能够产生下述优点，使得主振荡器515的频率偏差虽然作用于zf频率的绝对值，然后最后关于解调的结果能够没有影响地保持。戈泽尔滤波器507的中间频率能够由所产生的频率彼此间的固定的耦合决定地成比例地出现，使得其与zf频率重合。戈泽尔滤波器507在所述情况下因此能够为在一定程度上一起运行的滤波器，所述滤波器调整到zf频率上。

•通过混合出现的zf频率在信号处理时能够在基带中位于频率范围0＜fzf＜fs/2中，以便满足采样定理。在靠近0或靠近采样频率的一半布置时，能够考虑：zf信号为具有边频的调制信号，所述边频也能够满足上述条件。

•采样频率能够是zf频率的整数倍。由此能够简化戈泽尔滤波器507的尺寸设计。此外能够实现，转换到zf位置中的载波始终与戈泽尔滤波器507的通过区域的中间频率重合。由zf信号中的边频关于戈泽尔滤波器507的通过区域的不对称的位置决定地，解调信号的非线性失真在此能够避免或至少减小。

例如设定下述值。所述值随后用作为其他从所述值导出的并且调整的频率的基础：

主振荡器515的主脉冲频率：fmc=24mhz。

用于各两个路径的采样频率：fs=160khz。

根据另一个实施方式，通过将所述组件集成到微控制器523中，能够成本更适宜地制造位置传感器100，尤其当微控制器523的在图5中示出的计时器517、519能够直接用于产生载波频率ft和合成器521、如本机振荡器的频率flo时如此。因为微控制器523内部的计时器517、519仅产生下述频率，所述频率从主脉冲频率除以整数的除数因子得出，所以已经得到近似的计算，使得在没有附加耗费的情况下不能满足关于zf频率和最小载波频率的位置的上述条件。出于上述原因所力求的实际的小的zf频率于是能够在下述情况下实现：

•用于根据关系和产生ft和flo的除数因子div1和div2尽可能地大；并且

•div1和div2得到差值1：。。

可见，即使在选择的因子为div1=16ft=1.5mhz和div2=17flo≈1.412mhz时，根据低的载波频率和在div1和div2之间的差值1，关于zf频率的要求可能已经不合适，因为得出：fzf=ft-flo=1.5mhz-1.412mhz≈88.24khz。

根据另一个实施方式，为了实现足够小的zf频率，能够使用“p-q频率合成”。在此，合适的lo频率通过辅助频率fh的整数因子q倍获得，所述辅助频率与力求的zf频率是频率相等的。辅助频率之前能够通过借助因子p从载波频率分频获得，其中适用：ip-qi=1。为了找到对应于上述条件的频率情况，能够如下进行：

•选择相应于要求的zf频率；

•选择第一频率或载波频率ft，所述第一频率或载波频率不仅满足要求，而且是所选择的zf频率的整数倍；和

•计算整数因子并且q=p±1。p∈；q∈。

上述流程图可不受限地应用，而从多个可能的频率组合中能够找出借助明显更小的倍数因子q同样能够满足全部条件的频率组合。较小的因子q能够减小电路耗费进而节约成本。

例如，频率ft=4mhz和fzf=32khz是这样的组合。辅助频率在此不位于32khz，而是能够是多倍，以便达到flo=4.032mhz的lo频率，也从192khz开始进行。因此能够满足对参与的频率的全部要求。

图7示出根据一个实施方式的合成器521的示意图。合成器521能够被构造为倍频器并且用于发出信号和时间对称的矩形信号。此外，合成器包括鉴相器701、环路滤波器703、如低通滤波器、电压控制的振荡器705、如电压控制振荡器（vco）、触发器707、如d触发器和分频器709。

鉴相器701能够接收具有频率fh的电信号。此外，电压控制的振荡器705能够发出具有频率42fh的电信号。触发器707此外能够发出具有频率21fh的两个电信号。此外，分频器709能够被构造用于将进入的电信号的频率除以因子42。

载波频率ft=4mhz和辅助频率fh=192khz如在图5中示出的那样能够直接经由微控制器523的计时器517、519产生，而192khz增倍成4.032mhz=flo例如能够借助在图7中示出的合成器521、如pll频率合成器进行。在此，电压控制的振荡器705的输出频率能够为比较频率fh的整数倍，其中增倍因子能够由处于反馈回路中的分频器的除数因子确定。出于纯实际原因，因子q不如需要的那样为q=21，而是为q=42。这由于下述事实：为了控制混合器501，优选使用信号和时间对称的矩形信号。位于合成器523的输出端上的触发器707能够在不对其进行校准的情况下可供使用。因为通过使用触发器707能够借助因子2进行分频，所以在触发器707的输出端处具有正确频率和信号形状的lo信号能够可用。

图8示出根据另一个实施方式的合成器521的示意图。合成器521能够被构造为谐波倍频器并且用于发出信号和时间对称的矩形信号。此外，合成器包括两个选择性的限幅器放大器801、803和触发器707，所述限幅器放大器能够分别包括带通滤波器。

选择性的限幅器放大器801能够接收具有频率fh的电信号，具有中间频率f中间=7fh并且发出具有频率7fh的电信号。此外，选择性的限幅器放大器803能够具有中间频率f中间=6*7fh并且发出具有频率42fh的电信号。

根据一个实施方式，借助于谐波倍频器能够执行用于整数倍频的有效的方法，特别在仅产生一个固定频率时如此。在此，能够利用以下状况，即在脉冲形的辅助频率fh中在占空比≠50%时在谱上观察通常也能够包含基本频率fh的偶数倍和奇数倍。此外lo频率flo也能够属于此。借助于选择性协调的放大级、如选择性的限幅器放大器801、803，能够将所述谐波分离出并且继续处理。为了将对选择性的限幅器放大器801、803的选择性的要求保持得小，能够在区间中加倍。图8示出关于在此示出的示例的应用。倍数因子分解成：fh·6·7=fh·42=2·flo。触发器707也能够在此在利用为2的分频因子的情况下负责具有正确的本机振荡器频率flo的完美对称的矩形信号。

图9示出从高频范围到中间频率范围中的两级的频率转换的定性谱图。视图包括第一示意谱901、第二示意谱903和第三示意谱905。

在此，从高频范围到第一中间频率范围中的频率转换、如从第一示意谱901到第二示意谱903的过渡中示出的那样和随后从第一中间频率范围到第二中间频率范围、如到数字基带中的转换通过欠采样进行。这在从第二示意谱903到第三示意谱905的过渡中示出。在图9中示出的视图中，第三示意谱905相对于第一示意谱901和第二示意谱903具有不同的频率标度。

根据一个实施方式，位置传感器100的效率能够通过使用欠采样法进一步提高，其中向下混合的zf频率不直接出现在数字基带中。合成器521、如单独的频率合成器能够如下文中示出的那样在此取消。欠采样法中的基础是不仅在展开0至fs/2的频率区的基带中、而且在频率宽度fs/2的无缝排列离散地再现的更高的频率区中模数转换器503的由采样决定地通常得到的灵敏度。所述更高的区中的信号频率在之前使用的直接基带处理中为所谓的混叠频率，所述混叠频率能够引起信息失真，只要所述混叠频率不被充分抑制。如果进行欠采样，那么将信号有意地置于更高的频率区中，由此使得尽管数字信号处理的低频的采样频率却能够使用高频的信号。欠采样的过程也能够解释为频率转换。采样器在该情况下为变频器107、如混合级。借助通过采样频率fs示出的脉冲形的本机振荡器频率，转换能够根据：fzf2=ifs-fzf1i进行，其中fzf1为欠采样的信号，并且fzf2为通过欠采样转换到数字基带中的信号。所述方程能够是有效的，只要fzf1位于第三示意谱905中的频率区2或3中。在较高的频率区中，能够考虑属于相应的区的n倍的采样频率。因为通过采样频率的谐波多倍时的整数因子n进行到数字基带中的转换，所以在欠采样中也谈及谐波采样。所参与的频率和转换过程的刚才提到的关系在图9中变得清楚：从第一示意谱901向第二示意谱903的过渡是通过与本机振荡器频率的混合实现的转换过程，其中出现第一（模拟的）中间频率fzf1，而在第三示意谱905中，在频率标度改变时，通过下述方式示出欠采样过程：位于区3中进而高于采样频率的fzf1通过欠采样转化到数字基带中。适用的是方程fzf2=ifs-fzf1i。所出现的第二中间频率fzf2是对进一步的数字信号处理决定性的频率，要设定的参数可以遵循所述频率。因为第二zf首先与以模拟的方式提供的第一zf无关、而是仅由采样频率fs和fzf1的位置的关系确定，所以fzf2也能够称作为fzf1的解释频率。为了欠采样法或采样通常能够无干扰地并且在没有信息异化的情况下应用，能够满足一些前提条件：

•能够遵循根据奈奎斯特的通用采样定理，所述采样定理移植到所述应用上表明：fs＞2·bfzf1，其中bfzf1为fzf1的带宽。

•尽管是决定性的方面，没有结论涉及关于谱中的第一zf频率的位置的采样定理。在此适用：zf信号能够尽可能居中地、如在中心布置在第三示意谱905的频率区中。fzf1与超过区边界的边频的相交是不允许的并且尽管遵循带宽条件fs＞2·bfzf1仍会引起信息失真。

在图9中在第三示意谱905中同样绘制的在欠采样区之内的白色的不对称的梯形应一方面代表没有超过区边界的宽带信号的正确位置。另一方面，在位于在此为偶数的频率区中的欠采样的信号中，可以识别伴随着欠采样出现的具有到基带中的转换的频率翻转。频率翻转的效果可能对在此讨论的位置传感器100或距离/角度传感器没有意义，因为am调制的zf信号从谱的角度来看始终是对称的。根据理论在理想采样的情况下不存在关于朝更高频率欠采样的程度的限制。此外，借助于第一电信号或载波信号能够执行位于hf位置中的双边带am的直接欠采样。之前执行的频率转换、如从第一示意谱901到第二示意谱903中的转换于是能够取消。hf位置中的信号能够直接借助于欠采样转换到数字基带中。然而，通常在应用欠采样法时应该考虑多个限制：

•采样器和模数转换器503的模拟部分能够被构造用于对在欠采样中部分明显更高的输入频率无错误地进行处理。通常，这在不明确地为欠采样安排的模数转换器中不被满足。

•采样脉冲的抖动能够引起模数转换器503的有效分辨率的减小。这在应用欠采样时能够被特别考虑，因为在此处理具有采样脉冲的多倍谐波的消息信号，所述谐波在其方面也能够具有原始抖动的多倍。作为结果，因此能够伴随着有效分辨率的敏感的降低或换言之限制动态范围。

•为了无干扰地使用欠采样法，可以如在上文中已经解释的那样，执行消息信号到欠采样区上的限制。随着增大的欠采样因子，如在与在第三示意谱905中相比更高的欠采样区中，混叠带通滤波器与类似的模拟滤波器相比能够更无效并且成本更密集。因为与欠采样的程度无关地，区范围的宽度始终为fs/2。

由在上文中描述的限制决定地，优选地能够选择1至2的欠采样因子，由此要采样的信号通常出现在图9中的第三示意谱905中的频率区2至3中。

图10示出根据另一个实施方式的位置传感器的示意图。位置传感器100的在图10中示出的实施方式与位置传感器100的在图5中示出的实施方式的不同之处仅在于取消合成器521。此外，计时器517能够被构造用于发出例如具有频率flo的第二电信号。

此外，图10图解说明位置传感器100、如感应式位置传感器的功能组，该位置传感器的模数转换器503在此能够以欠采样的方式数字地继续处理第一zf，如zf层面上的am信号。所述位置传感器在工作原理上基本上遵循在图5中示出的原理的框图。

此外，图10示出位置传感器100、如高频位置传感器的框图，该位置传感器具有频率转换和随后的数字信号解调。通过欠采样，能够实现载波频率和lo频率的非常简单的产生。

根据一个实施方式，全部外部频率能够由在微控制器523中集成的计时器517、519产生。

根据另一个实施方式，关于产生的载波频率和本机振荡器频率和其与其他内部频率的关系，可以通过在此同样使用的戈泽尔算法作为am解调器，为了避免错误，与在上文中所陈述的相似地提出苛刻的要求。用于欠采样时的频率处理的示例性的要求通过下述内容得出：

•载波频率范围：1.5mhz＜ft＜6mhz。

•zf范围，如第一zffzf1的位置：fzf1＜200khz，优选为：fzf1＜100khz。

•全部参与信号处理过程的频率能够由中心时基导出。固定的频率耦合使戈泽尔滤波器507在此也又用作为zf同步一起运行的滤波器。

•主振荡器515的主脉冲频率：fmc=24mhz。

根据另一个实施方式，此外能够得到其他或匹配的要求，所述要求特别在使用欠采样法时负责无干扰的运行：

•与在上文中描述的相似，采样频率fs能够为zf频率的、在此在特殊情况下为第二zffzf2或解释频率的整数倍。因为在欠采样法中对于数字信号处理决定性的频率是fzf2，要设定的参数能够遵循所述频率，所以在此正确的尺寸设计也负责：转换到第二zf位置中的载波能够始终与戈泽尔滤波器507的通过区域的中间频率重合。

•另一个要求能够通过所谓的区对称（zs）得出。如在上文中已经表明的那样，根据可能性，能够将第一zf频率fzf1居中地转换到欠采样区中，如在第三示意谱905中示出的那样。居中的位置、或由此产生的与禁止的邻区、如混叠频率对称的间距能够表示根据正弦或余弦包络线的频率调制zf载波的消息信号的最大可能的带宽。此外，fzf1在欠采样区中的居中的位置允许模拟的fzf1反混叠带通滤波器的更简单进而更价格便宜的构型，所述带通滤波器与fzf1靠近区边界时相比能够是选择性更少的。区对称能够以数字的方式说明并且因此可通过下述方式预定义：商由采样频率fs和第二zf频率fzf2、如解释频率形成。能够适用的是：。在参与的频率的随后的尺寸设计时，zs能够采用值3、4或5。例如，zs=4为具有fzf1的区居中位置的最优值，而zs=3或zs=5视为具有在区范围之内的轻微中心偏移的第一zf。能够允许所述值，以便在随后寻找合适的频率组合时使可用的结果的数量不过小。

根据另一个实施方式，高频位置传感器的尺寸设计能够基于下述内容进行：不仅产生第一频率或载波频率ft用于初级控制，而且产生第二频率或本机振荡器与微控制器523的内部计时器517、519的叠加频率flo。为了检查所述假设是否是有意义的，能够借助于系统查找图基于在上文中提供的要求询问全部适合的频率组合。在此，能够确定最佳的组合。为了在此并非不必要地限制可能的解决方案的数量，能够允许所使用的模数转换器的全部可特别设定的采样频率fs。

例如，如下选择参数，以便能够实现位置传感器100的有效的运行：

•载波频率ft=1.5mhz=fmc/16；本机振荡器频率flo≈1.412mhz；

•第一zf频率：fzf1≈88.2353khz；

•采样频率fzf1≈117.647khz

•fzf2≈29.411khz；和

•区对称zs=4。

附图标记列表：

100位置传感器

101初级线圈

103第一次级线圈

105第二次级线圈

107变频器

108戈泽尔滤波器组

201输入信号

203输出信号

301载波振荡器

303本机振荡器

305选择性的中间频率放大器

401电路板

403位置发送器

405线圈

407电容器

501混合器

503模数转换器

505用于信号窗口化的装置

507戈泽尔滤波器

509用于线性化的装置

511信号输出端

513放大器

515主振荡器

517计时器

519计时器

521合成器

523微控制器

701鉴相器

703环路滤波器

705电压控制的振荡器

707触发器

709分频器

801选择性的限幅器放大器

803选择性的限幅器放大器

901第一示意谱

903第二示意谱

905第三示意谱