技术领域本发明属于惯性传感器检测技术领域，具体涉及一种惯性传感器电容检测加速度计。
背景技术：
惯性传感器一般包括加速度计和陀螺仪等敏感器件，这些惯性器件受到外界力的作用时，会产生与之对应的运动，需要测量传感器相对于参考物体的速度以及加速度等信息。以MEMS(Micro-Electro-MechanicalSystem)加速度计为例进行说明。相对于传统加速度检波器，MEMS加速度计具有体积小、成本低、灵敏度高、容易集成等优势，同时闭环操作时具有动态范围大、线性度好与带宽高等优点，这使得其应用范围越来越广泛，如在汽车、智能手机、钻井勘探等领域。在MEMS加速度计信号检测的方法中，电容检测是一种主要的检测手段，具有低噪声、低温度系数和高灵敏度等特点。MEMS加速度计可以等效为一对差分电容，外界加速度使得MEMS加速度计质量块产生位移，而位移的变化等效为电容变化。电容检测需要专用的读出电路处理电容信号，现有技术主要是采用开关电容接口电路来检测MEMS电容变化信号。开关电容接口检测电路主要包括前置放大器、环路滤波器以及静电力反馈等模块，通过静电力反馈实现闭环控制，可以达到良好的线性以及动态范围。加速度计电容检测技术主要采用sigma-delta架构，即传感器的电容信号经过前置放大器转换成电压信号，然后经过模拟环路滤波器调整并经过一位量化器输出比特流，最后通过静电力反馈实现闭环控制。受接口电路电子噪声影响，特别是前置放大器以及环路滤波器噪声水平限制，上述sigma-delta接口电路架构目前的噪声水平在1ug/rt(Hz)左右，很难满足高灵敏度需求。在上述sigma-delta架构中，环路滤波器目前主要采用模拟方式实现，对ASIC(ApplicationSpecificIntegratedCircuit)版图设计要求比较高，如参数匹配要求等。此外，在ASIC设计与实现过程中，由于器件工艺误差等因素，前置放大器和环路滤波器等模块会产生失调电压，而失调电压会导致积分器产生积分饱和。实际中想要测试得到系统模块的具体参数比较困难，特别是测试环路滤波器参数，目前没有十分准确的测试手段。此外，解决上述问题可以采用单纯的模数转换器(ADC)将前置放大器输出信号进行量化并采用数字方式进行滤波，此时需要考虑ADC产生量化噪声对系统闭环噪声的影响。为了降低ADC量化噪声对系统噪声性能的影响，有效的方法是使用高精度ADC。在闭环操作时，由于静电力作用，MEMS质量块基本在平衡位置上下移动，使得MEMS敏感器件输出信号符合正态分布，进而前置放大器输出的电压信号也符合正态分布。采用高精度ADC尽管降低了量化噪声，但是闭环时实际使用的有效位数十分有限，这样就势必产生资源浪费，增加了设计成本与设计复杂度，不利于产业化使用。
技术实现要素：
为了解决上述技术问题，本发明提供一种惯性传感器电容检加速度计，实现了高精度与数字输出。采用瞬时浮点模数转换器符合正态分布应用的同时有效降低单纯ADC量化噪声对系统噪声影响。本发明提供的技术解决方案是：一种惯性传感器电容检测加速度计，所述加速度计包括：MEMS电容数字检测单元，所述MEMS电容数字检测单元用于感受加速度信号，将所述加速度信号转换转化为数字算法单元可识别的数字输入信号。数字算法单元，所述数字算法单元将数字输入信号进行相位补偿和噪声整形处理，并进行数字信号量化以及产生静电力反馈单元所需输入信号。静电力反馈单元，所述静电力反馈单元将数字算法单元输出信号转化为静电力，用于平衡所述惯性力。所述MEMS电容数字检测单元包括一前置放大器；进一步地，所述前置放大器用于检测惯性检测元件输出的电容信号并转化为瞬时浮点模数转换器可识别的电压信号；进一步地，所述前置放大器使用了一种简单实用的相关双采样技术，能够实现差分放大，降低失调电压，并包括采样保持器缓冲器，增加带负载能力；进一步地，所述前置放大器包括一种反馈控制开关，能够在同样参考电压情况下，实现最大静电力输出。同时可以通过时序控制，完成分时复用，减少电极需求，最大限度增加电容量。所述MEMS电容数字检测单元还包括一瞬时浮点模数转换器；进一步地，所述瞬时浮点模数转换器能够将输入信号进行量化，产生数字信号输出，转化为数字环路滤波器可以识别的输入信号；进一步地，所述瞬时浮点模数转化器包括一种瞬时增益控制器，用于判断输入信号所在增益范围；进一步地，所述瞬时浮点模数转换器也包括一种线性量化器，能够根据在所述增益范围内对输入信号进行线性量化，并输出数据码流；进一步地，所述瞬时浮点模数转换器还包括一种串行输出或者并行输出编码器，用于产生瞬时浮点模数转换器输出码流；进一步地，所述瞬时浮点模数转换器既能够满足单纯模数转换器的功能，也能符合MEMS加速度计输出信号符合正态分布的特点，降低了设计复杂度和设计成本。所述数字算法单元包括一数字环路滤波器与一位量化器；进一步地，所述数字环路滤波器在闭环操作时，对输入信号进行相位补偿和噪声整形；进一步地，数字环路滤波器可以采用PD、PID等架构实现，同时实现过采样处理；进一步地，所述一位量化器将数字环路滤波器输出的数字信号进行量化，输出一位数据码流，并转化为静电力反馈单元可以识别的输入信号。进一步地，所述一位量化器输出的一位数据码流包含静电力反馈单元所需的反馈力大小以及极性信息，同时包含输入加速度信息。所述静电力反馈单元能够根据环路滤波器输出的一位数据码流，转化为静电力，作用在惯性传感器上，用于平衡所述惯性力，实现闭环操作。进一步地，所述MEMS敏感单元、所述前置放大器、所述瞬时浮点模数转换器、所述数字环路滤波器、所述一位量化器、所述静电力反馈单元依次连接，构成闭合回路。一种惯性传感器电容检测加速度计反馈控制方法，所述方法包括如下步骤：提供MEMS电容数字检测单元，所述MEMS电容数字检测单元用于感受加速度信号，将所述模拟加速度信号转换为数字信号成为数字算法单元能够识别的输入信号；提供数字算法单元，所述数字算法单元将MEMS电容数字检测单元的输出信号转化为静电力反馈单元可识别的输入信号；提供静电力反馈单元，所述静电力反馈单元将所述输入信号转化为静电力用于平衡所述惯性力。进一步地，所述MEMS电容数字检测单元提供一前置放大器，将MEMS敏感单元的电容信号转化为电压信号；进一步地，所述电容数字检测单元还提供一瞬时浮点模数转换器，将前置放大器输出模拟信号转化为数字信号，作为数字算法单元的输入信号；进一步地，所述数字算法单元提供数字环路滤波器对输入数字信号进行相位补偿和噪声整形；进一步地，所述数字算法单元还提供一位量化器将数字环路滤波器输出的数字信号进行量化，输出一位数据码流；进一步地，所述静电力反馈单元能够根据数字算法单元输出的一位数据码流，转化为静电力，作用在惯性检测单元上，平衡静电力所产生的惯性力。本发明的有益效果为：使用简单的相关双采样技术将惯性检测元件的输出电容信号转化为电压信号，然后通过瞬时浮点模数转换器将前置放大器输出的模拟信号转化为数字信号，并交由数字环路滤波器进行噪声整形，不存在积分饱和现象。该前置放大器采用相关双采样技术能够有效降低失调电，同时提供反馈控制开关，能够实现最大静电力输出。此外，采用数字环路滤波器能够有效避免积分饱和现象，降低设计难度与设计成本，利于快速优化滤波器参数，节约设计时间。最后，本发明提供的瞬时浮点模数转化器能够根据输入信号的大小确定增益范围，在特定的增益范围内，进行线性量化，在减小了量化误差的同时既降低了对单纯模数转换器精度需求，又消除了非均匀量化模数转换器产生的非线性与设计复杂等问题，进而能够提高系统噪声性能，实现数字化与高精度。附图说明图1是一种典型″三明治″结构MEMS加速度传感器结构示意图；图2是现有技术的MEMS加速度传感器电容检测加速度计架构；图3是本发明惯性传感器电容检测加速度计架构；图4是前置放大器结构示意图；图5(a)是加速度信号为0.001g输入时，MEMS加速度计输出信号分布直方图；图5(b)是加速度信号为0.011g输入时，MEMS加速度计输出信号分布直方图；图5(c)是加速度信号为0.101g输入时，MEMS加速度计输出信号分布直方图；图5(d)是加速度信号为0.201g输入时，MEMS加速度计输出信号分布直方图；图6是瞬时浮点模数转换器结构示意图；图7是瞬时浮点模数转换器工作流程图；图8是3-bit瞬时浮点模数转换器与4-bit单纯模数转化器量化噪声对比图；图9是三阶数字环路滤波器开环传递函数波特图；图10是8-bit瞬时浮点模数转化器时，五阶系统输出信号PSD图。具体实施方式为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细描述。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。参考图3，该图是本发明提供的惯性传感器电容检测加速度计实施例一示意图。本发明的系统架构将″三明治″MEMS惯性传感器检测元件嵌入到一个高阶sigma-delta(SDM)当中，通过合理的电路设计、系统稳定性设计，实现数字反馈。由于采用了过采样技术实现负反馈，极大提高了闭环系统的线性度、动态范围等。此外，高阶SDM的应用实现了数字噪声整形和相位补偿，达到低噪声、数字输出的目的。本实施例提供惯性传感器电容检测加速度计，包括：惯性检测单元1、前置放大器2、瞬时浮点模数转换器3、数字环路滤波器4、一位量化器5以及静电力反馈单元6，所述惯性检测单元1为MEMS敏感单元。参考图4，所述前置放大器2包括与惯性传感器三个极板相接的三个电极：VT、VC和VB，其中VT连接传感器上极板电极，VC连接传感器中间极板，VB连接传感器下极板；极板上所连接的三个电压：+Vfre、-Vref和VCOM，其中+Vref是正参考电压，-Vref是负参考电压，VCOM是共模电压；传感器的三个电极与参考电压之间通过开关S1～S7进行连接；传感器的中间电极通过开关S8与放大器Amp1连接；开关S9～S11控制Amp1信号读出与清零；开关S12是采样开关；电容Cf是反馈电容，控制放大器Amp1的增益大小；电容Csample是采样电容，与开关S12构成采样电路；放大器Amp2是单位增益驱动器，增加前置放大器2的输出负载能力；时钟控制信号ph1与ph2/ph3是非重叠时钟，控制开关S1～S12的接通与断开。参考图5，所示直方图是根据惯性传感器检测单元1在不同的加速度信号情况下产生的输出信号对应的直方图分布，可以看出不同输入信号下，其输出直方图基本符合正态分布，为瞬时浮点模数转换器3的提出与需求奠定基础。参考图6，所述瞬时浮点模数转换器3包括瞬时增益控制器31，可以根据输入信号的幅度，判断增益区间，控制量化器32量化台阶大小；量化器32根据瞬时浮点模数转换器3自动调整量化台阶大小，根据不同输入信号量化为不同的数位流；串行/并行编码器33将瞬时增益控制器31的产生的增益码与量化器32产生的线性码组合成瞬时浮点模数转换器3与输入信号对应的数字输出信号。参考图9，所述数字环路滤波器4的幅频相应，由多阶积分器组成，如四阶、五阶、六阶SDM分别引入2个、3个、4个积分器。当积分器个数为3个时，那么加上惯性传感器检测元件1的近似二阶积分器，我们称之为五阶SDM。下面我们以″三明治″结构惯性加速度计为参考，如图1所示，结合公式推导详细分析本发明提供的加速度计的工作原理。与现有技术相同，在图1所示加速度计中，当质量块100发生位移x时，对应的上下极板电容差Δc为：Δc=ϵAd-x-ϵAd+x=C0(dd-x-dd+x)=C0[Σn=0∞(xd)n-Σn=0∞(-xd)n]=2C0[xd+(xd)3+(xd)5+.....]---(1)]]>其中，A为极板面积，d为极板间初始间隙，C0为传感器静止时对应的初始电容，ε为介电常数。当x＜＜d，且x≈0时，有Δc≈2Cox/d。可以看出，在一定条件下，电容变化量与位移变化呈线性关系。在图4所示的前置放大器2中，控制时钟信号ph1和ph2/ph3是两相非重叠时钟，分别完成输入失调存储和读出过程。在ph1阶段，开关S1断开，开关S2接正参考电压+Vref，开关S3接负参考电压-Vref，开关S4～S8断开，开关S9接通，开关S10断开，开关S11接共模电压VCOM，开关S12断开。在ph1阶段，结合上述开关操作，前置放大器2的失调电压存储在反馈增益电容上。在ph2/ph3阶段开关S1接负参考电压-Vref，开关S2断开，开关S3断开，开关S4接正参考电压+Vref，开关S5～S7断开，开关S8接通传感器中间极板电极Vc，开关S9断开，开关S10接通，开关S11断开，开关S12将输出信号VX与接通采样电容以及单位增益驱动器，抵消ph1阶段存储的失调电压的同时完成读出。采样电路与单位增益驱动器Amp2是为了降低放大器Amp1输出信号的噪声以及增加Amp1的带负载能力。在ph1和ph2/ph3阶段完成后，能够将传感器的电容变化信号转化为电压信号，由电荷守恒，可得到加速度变化引起的电容变化Δc与读出电路输出电压的关系式如下：Vx=2VrefΔccf---(2)]]>上式中Vx是放大器Amp1的输出信号，Vref为参考电压，Cf为反馈增益电容。可以看出当x＜＜d，且x≈0时，结合式(1)上式等效为：Vx=2VrefΔccf≈4Vrefcfxd---(3)]]>可以得到，在x＜＜d，且x≈0时本发明中前置放大器2读出电压与加速度变化引起的位移量变化近似成线性关系。同时此前置放大器2利用了差分电容，使得增益增加一倍，同时采用一种简单有效的相关双采样技术，能够有效抵消失调电压对系统的影响。此外，采样保持器能够降低系统噪声以及增加前置放大器2带负载能力。在图5中所示直方图中，为了研究引入何种类型的模数转换器，达到以最小的成本获取最好的系统性能目的。在图5中可以看出，当输入125Hz的加速度信号时，信号幅度从0.001g到0.201g时，现有技术方案如图2中的对应的前置放大器2输出信号的分布直方图基本符合正态分布。故在不增加系统复杂度的前提下需要考虑使用合适的模数转换器进行量化，达到提高系统性能的效果。在现有技术方案如图2中，一种方式是使用单纯模数转换器完成量化，但是为了达到降低量化噪声的目的，需要使用高精度模数转换器，势必造成资源浪费，增加设计成本。另外一种方式是采用非均匀量化模数转换器，即对零附近分布的信号进行单独处理，整个输入信号范围内为非均匀量化，尽管较单纯的模数转化器对系统性能有所改善，但是非线性模数转换器实现起来较复杂，而且对设计要求非常高，同时非线性量化引入的非线性等问题势必对系统性能产生影响。为此，本发明提出一种瞬时浮点模数转换器3来完成全数字加速度计系统设计。图6所示是所述瞬时浮点模数转换器3的结构图，包括瞬时增益控制器31，量化器32以及串行/并行编码器33。瞬时增益控制器31能够根据输入信号的范围调整量化器32的参考电压，量化器32根据瞬时增益控制器31发出的参考电压控制信号选定参考电压值，并完成线性量化。串行/并行编码器33是将瞬时增益控制器31输出的增益码和量化器32输出的线性码整合成输出信号，交由后续数字环路滤波器4处理。图7所示为本发明瞬时浮点模数转换器3工作流程图。瞬时浮点模数转换器3的输入信号为前置放大器2的输出信号。所谓瞬时浮点是指此n-bitADC可以在一定程度上预测输入信号大小，并根据输入信号调整参考源电压大小，达到大信号量化误差大，小信号量化误差小，实现(n+1)bits或者更高的分辨率。当输入信号幅度大于Vref/2时，参考电压保持Vref不变，按照LSB3进行量化并输出对应的数字码；当输入信号幅度在Vref/2与Vref/，4之间时，调整参考电压为Vref/2，按照LSB2进行量化输出对应的数字码；当输入信号幅度小于Vref/4时，将参考电压改变为Vref/4，根据LSB3进行量化并输出数字信号，并以此类推，可以根据实际需求确定增益电压的取值，即实现小信号量化噪声小，大信号量化噪声大。与单纯模数转换器和非均匀模数转换器相比，本发明瞬时浮点模数转换器3实现量化的同时其量化码在选定增益范围内是均匀量化，能够有效降低对单纯模数转化器精度需求与避免非均匀模数转换器非均匀量化所产生的问题，实现更简单，降低了模数转换器设计复杂度。图8所示是对比采用3-bit本发明瞬时浮点模数转换器3与单纯4-bit模数转换器量化噪声，可以看出，在信号中心区域，3-bit瞬时浮点模数转换器3的量化噪声与4-bit模数转换器的量化噪声相当。图9是本发明采用的数字环路滤波器4的幅频响应。数字环路滤波器4有很多不同的架构，但设计思路大致一样。对于存在谐振点的拓扑结构，从能量的角度提高了电容式加速度计的量化噪声整形能力，也就是将量化噪声从工作频段″挖″到了高频段，谐振点的位置决定了被″挖″走量化噪声能量的位置。环路滤波器由多阶积分器构成，其传递函数可以表示为：H(z)＝n(1-z-1)n(4)其中n为积分器阶数。当n为3时，加上惯性传感器检测元件近似的二阶积分器，称之为五阶SDM。对于传统SDM来说，系统输出的信噪比为：SQNRN＝6+10log(2N+1)+10log(2N+1)log(OSR)-10N(5)可以看出，信噪比和积分器的阶数、过采样率相关。对于加速度敏感器件嵌入到SDM当中，其信号对量化噪声的信噪比亦可以参照上式。数字环路滤波器4输出信号经过一位量化器产生数字输出码流，根据该数字码流的正负关系判断静电力反馈大小以及静电力反馈的方向，通过图4所示开关S5和开关S6进行反馈控制，完成闭环操作。采用开关S5与开关S6能够使得反馈力在相同时间内加倍，即实现静电力输出最大化。以上结果可以表明，本发明实施例提供的惯性传感器电容检测加速度计中，前置放大器2采用简单的相关双采样技术，在提高采用差动电容结构的加速度计电压转换增益的同时能够有效降低前置放大器2的输入失调电压对系统的影响。采用数字环路滤波器4能够有效克服现有技术方案中存在的积分饱和、电路设计复杂与参数测试难等问题。另外，本发明所涉及的瞬时浮点模数转换器3，在满足实现单纯模数转换器的量化功能的同时，既能满足加速度传感器输出信号符合正态分布的特点，也能够克服采用的非均匀量化器所带来的非线性因素的影响，实现比较简单，降低设计复杂度与设计成本。根据图10当本发明采用8-bit瞬时浮点模数转换器3时，系统噪声水平能够满足高精度设计需求。本发明提供的惯性传感器电容检测加速度计也可以应用于具有差动电容结构的其他惯性检测元件例如MEMS陀螺仪等。以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已经以较佳实施例揭示如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。