技术领域本发明涉及一种FIR多相内插滤波超声相控阵波束延时方法。
背景技术：
超声相控阵技术通过对超声阵列换能器中各阵元进行高压激励相位延时控制，再对多阵元接收的反射波进行延时聚焦，以获得灵活可控的合成波束及聚焦点位置的随意控制，实现声束任意偏转对工件各方位扫描，以实现动态聚焦、高速扫查、扇形扫描、可检测复杂形状物体等，需通过精确延时技术提供保证，是目前超声无损检测的研究热点。其中，实现精密聚焦延时是超声相控阵各种聚焦算法的核心及难点，并形成硬件线延时、采样延时、专用芯片延时、软件延时等精确延时方法，但其通用性差、成本高、修改控制困难等缺点；软件延时是借助灵活的数字信号处理算法、实现精确延时的方法，具有通用性强、移植性好特点，但算法较为复杂，实现方法与技巧一直是人们研究热点。鉴于FPGA内部时序、组合电路的特殊性，可快速并行实时处理信号特点，结合超声相控阵仪器延时聚焦原理，本专利着重说明FIR多相内插波滤延时技术，对超声回波进行内插滤波同时多相分解来实现信号延时，并通过FPGA实现此算法，在系统时钟频率100MHz下，分别实现5、2.5、1.25、1、0.625ns延时步进，配合FPGA时序延时电路就可实现大范围高精度延时，较传统延时方法在运算量、计算速度、分辨力、性价比方面均具有较大优势，非常适合于实时性强、精度高的聚焦延时算法实现。最后通过ModelSim进行功能仿真，由FPGA验证其精度。
技术实现要素：
为解决上述技术问题，本发明的目的是提供一种FIR(FiniteImpulseResponse)多相内插滤波超声相控阵波束延时方法，对传统硬件线延时、采样延时、专用芯片延时、软件延时等方案进行改进，通过升采样技术，采样率从fs提升到I·fs，同时I路分解，形成相邻两路1/(I·fs)的延时精度，形成FIR多相内插滤技术。本发明的目的通过以下的技术方案来实现：一种FIR多相内插滤波超声相控阵波束延时方法，该方法包括：A通过聚焦法激励多阵元探头，对反射波进行接收延时聚焦；B回波升采样，采样率从fs提升到I·fs，同时I路分解，形成相邻两路1/(I·fs)的延时精度；C通过FIR多相内插滤波器实现抗镜像滤波滤除高频成分。与现有技术相比，本发明的一个或多个实施例可以具有如下优点：对传延时方案进行改进，基于FPGA精准的时序控制、快速并行处理能力，结合数字信号处理技术，提出升采样插零技术，对信号I倍内插零再滤波，通过FIR滤波器实现抗镜像滤波滤除高频成分，超声回波采样率从fs提升到I·fs，同时I路分解，形成相邻两路1/(I·fs)的延时精度。附图说明附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：图1是FIR多相内插滤波超声相控阵波束延时方法流程图；图2是基于多相内插滤波延时聚焦原理图；图3是数字信号升采样流程图；图4是FIR滤波器多相内插模型；图5是任意倍FIR多相内插滤波FPGA实现通项电路结构；图6是内插四倍的多相分解算法仿真结果。具体实施方式为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述。如图1所示，为FIR多相内插滤波超声相控阵波束延时方法流程，包括：步骤10通过聚焦法激励多阵元探头，对反射波进行接收延时聚焦；基于延时算法的可实施性、通用性，采用粗延时与细延时相结合方法，实现宽范围、高精度延时，图2为基于多相内插滤波延时聚焦原理图，ADC采集的回波信号通过粗延时、细延时、聚焦模块，其主要步骤如下：(1)粗延时：基于FPGA时序电路特征，通过触发器或内存顺序读写方式进行粗延时，延时精度ΔDt由系统时钟周期(采样周期)Ts＝1/fs决定；(2)细延时：小于采样周期的细延时则通过软件算法实现，即高倍内插技术提高采样率，缩小采样时间，并通过多相分解技术减轻FPGA信号处理负荷同时提高细延时精度，采样率fs的回波信号多相内插I倍(同时I路分解)，采样率提升为I·fs，形成相邻两路1/(I·fs)的延时精度(如fs＝100MHz、I＝4则ΔDt＝2.5ns)；(3)聚焦：由当前阵列探头晶片接收各路信号矢量叠加实现，以实现能量聚合，提高信噪比。通过粗、细延时的组合实现预计的各种延时时间，其延时宽范围、高精度，可控性强，为超声相控阵仪器提供精准的聚焦精度。步骤20回波升采样，采样率从fs提升到I·fs，同时I路分解，形成相邻两路1/(I·fs)的延时精度；实现方法如下：回波信号的采样率为fs，两个样点间采样时间ΔTs＝1/fs，可通过内插技术，进行I倍内插采样率提升到I·fs，则两个样点间采样时间ΔTs＝1/(I·fs)，其精度提高I倍，其回波信号延时聚焦精度为1/(I·fs)，图3为数字信号升采样流程图，说明如下：(1)I倍内插器，两个原始采样点之间插入I-1个零值，即实现I倍内插，速率提升到I·fs；(2)抗镜像滤波，插零后会使得原始信号的频谱发生变化，若原始序列以及频谱分别为x(n)、X(ejw)，则内插后的时域序列与频域谱分别为：x′(m)=x(mI),m=0,±I,±I,...0,others,---(1)]]>X′(ejω)＝X(ejωI)则内插后信号频谱为原始序列频谱经I倍压缩后得到，内插后的频谱产生周期为π/I镜像分量，可通过带宽为π/I、长度L低通滤波器hLP(n)(HLP(ω))恢复出原始信号。步骤30通过FIR滤波器实现抗镜像滤波滤除高频成分。直接式内插滤波使得数字速率大幅度提升，给后续处理带来极大困难，内插同时多相分解减轻信号处理负荷，为研究方便可取L(末尾补零)长度为M·I(M∈Z+)，内插滤波过程可表示为卷积：y(n)=Σk=0L-1hLp(k)·x′(n-k)---(2)]]>其中hLP(n)可等效为I个长度为M的子滤波器，设k＝j·I+i，则：y(n)=Σi=0I-1Σj=0M-1hLp(j·I+i)·x′(n-j·I-i)---(3)]]>令hi(j)＝hLP(j·I+i)，结合式(1)，则x′(n-j·I-i)可等效为：x′(n-j·I-i)=x(n-j·I-iI)=x(n-iI-j)=x(m-j),n=m·I+i0,others---(4)]]>式(4)中条件n＝m·I+i，可看成m＝[n/I]、i＝n％I([·]表取整、％表取余)，给定某时刻n则m、i确定且唯一，故式(3)中只有一个i(对应第i个子滤波器hi(j))值对应的y(n)不为零，有下式成立：y(n)=Σi=0I-1Σj=0M-1hi(j)·x(m-j)=Σi=0I-1hi(n)*x(n)=hi(n)*x(n),]]>其中i＝n％I(5)当n从m·I→m·I+I-1，m＝[n/I]值不变即原来序列不变，而i从0→I-1，即当n∈[m·I,m·I+I-1]时产生I个hi(m)*x(m)值(*表卷积)，，如是有：y(n)=Σi=0I-1Σj=0M-1hj(i)·x(m-j)⇔yI(I·m)=h0(m)*x(m)h1(m)*x(m)·········hI-1(m)*x(m)---(6)]]>可等效为图4所示的FIR滤波器多相内插模型，其中hi(n)为滤波器hLP(n)按顺序分解的子滤波器hi(n)＝hLP(n·I+i),{i＝0,1,2,…,I-1；n∈N|n·I+i≤L