本发明涉及流量检测领域，是应用于科氏质量流量计驱动系统中的功率放大电路，具体涉及一种差分式的应用于模拟式科氏质量流量计驱动系统和数字式科氏质量流量计驱动系统的功率放大电路。
背景技术：
科氏质量流量计用于流体质量流量的直接测量，测量精度高，重复性好，而且还能同时实现流体的体积流量、密度、温度等多参数和不同流体状况下的测量，具有广阔的应用前景。科氏质量流量计由一次仪表(或称质量流量传感器)和变送器(或称二次仪表)组成。一次仪表包括流量管、驱动线圈、拾振线圈(磁电式速度传感器)和温度传感器，变送器包括信号处理系统和流量管驱动系统(简称驱动系统)。驱动系统产生驱动信号，提供给驱动线圈；驱动线圈驱动流量管的振动。磁电式速度传感器检测流量管的振动情况，并将检测到的振动信息送至信号处理系统处理。一般科氏质量流量计在出厂检测时，需要通过大量单相水流量标定实验，以确定流量管的最佳振动幅值。流量管在最佳幅值下振动，具有最佳的测量性能和最高的驱动效率，并且有利于延长其使用寿命。
为了保证工业仪表在实际应用中的安全，国家制定了一系列关于本质安全的要求。科氏质量流量计为了满足国家制定的本质安全标准，通常需要设置齐纳式安全栅电路，用以限制磁电式速度传感器信号、温度信号以及驱动信号的能量。
测量单相流时，国内常采用模拟式科氏质量流量计(其信号驱动和信号处理都是采用模拟电路的方式)。有些科氏质量流量传感器的流量管管壁较厚，需要较高的驱动能量，加之安全栅电路对驱动能量的限制，所以，为了维持流量管振动在最佳幅值处，会出现在驱动能量不足的问题，往往此时驱动信号会出现削顶的现象。
测量气液两相流时，需要使用数字式科氏质量流量计(其信号驱动和信号处理都是采用数字信号的方式)。此时，流量管内阻尼比会骤然增加，一般比单相流时的高出1～2个数量级。为了维持流量管在最佳幅值处振动，需要较高的驱动能量。同样，由于安全栅电路的限制，使得驱动能量不足，导致流量管振动幅值偏低，降低了磁电式速度传感器信号的信噪比。另外，两相流时，流量管内阻尼比变化剧烈，加之驱动能量不足，磁电式速度传感器信号无法达到最佳幅值，从而反映在两相流测量时传感器信号幅值变化剧烈。
针对上述单相流产生的问题，目前国内与国外均没有进行深入的研究。针对气液两相流时的驱动问题，国外研究学者Henry和Yeung认为传感器的几何形状、流量管驱动器的数量等因素影响振动幅值的大小(Henry M,Yeung H,Mattar W,et al.How a Coriolis mass flow meter can operate in two-phase(gas/liquid)flow[C].ISA 2004Expo Technical Conference,2004:17-30)。他们采用了B形双驱动器结构的传感器，双驱动器在没有超过安全栅能量限制的同时，使驱动能量加倍，因此，流量管获得了较高幅值的振动。但是，目前B形科氏质量流量传感器较为少见，多数情况科氏质量流量传感器只具有单个驱动器，这样一来，针对于单驱动器的科氏质量流量传感器，该方法则无法提高驱动能量，变得不再适用。
技术实现要素：
为了克服上述由于驱动能量不足所面临的问题，针对模拟式科氏质量流量计和数字式科氏质量流量计的驱动系统，本发明提供一种差分式功率放大电路。无论将该功率放大电路应用于模拟或数字驱动系统中，都能够在安全栅电路的限制下，有效地提高科氏质量流量计的驱动能量。
本发明具体的技术解决方案是：
模拟式科氏质量流量计中的模拟驱动系统由电压跟随、精密整流、增益控制、乘法放大、驱动保护以及功率放大电路六部分组成。拾振线圈输出的流量管振动信号，经过电压跟随放大后，可分为两路，其中一路首先进行整流得到幅值信息后，送入乘法放大环节的一个输入端。另一路信号直接进入乘法放大环节的另一输入端，乘法放大环节的输出，即将二者相乘所得的完整驱动信号送入功率放大电路，功率放大电路的输出直接用于驱动流量管振动。
数字式科氏质量流量计中的数字驱动系统由信号调理放大电路、DSP(数字信号处理器)最小系统、数字驱动电路、功率放大电路四部分组成。其中，根据信号调理电路采集到的传感器信号，由DSP计算出驱动信号所需的频率、相位、幅值等参数，再由DSP控制数字驱动电路输出相应的驱动信号。该驱动信号进入功率放大电路，其输出直接用于驱动流量管振动。
本发明采用两个大电流输出运算放大器配合外围电阻，组成单端转差分式的功率放大电路，用于替代以往科氏质量流量计驱动系统中的功率放大电路。并且在功率放大电路前设置无源高通滤波器，在滤除输入信号直流分量的同时，给运算放大器输入端的偏置电流提供回流路径。
本发明专利的优点是：
采用差分式的功率放大电路的科氏质量流量计驱动系统，在安全栅电路的限制下，在相同供电电压的条件下：测量单相流时，有效地解决了驱动厚管壁流量管产生的驱动信号削顶问题；测量气液两相流时，有效地提高了驱动能量，增加了磁电式速度传感器信号的幅值，使流量管振动更接近最佳幅值，提高了磁电式速度传感器信号的信噪比。
附图说明
图1是模拟驱动系统电路硬件组成框图；
图2是数字驱动系统电路硬件组成框图；
图3是单端功率放大电路的电路原理图；
图4是单端功率放大电路的TINA仿真图；
图5是单端功率放大电路的TINA仿真结果波形图；
图6是使用单端功率放大电路时的驱动线圈电流有效值；
图7是本发明差分式功率放大电路原理图；
图8是本发明差分式功率放大电路TINA仿真图；
图9是本发明差分式功率放大电路TINA仿真结果波形图；
图10是使用本发明差分式功率放大电路时的驱动线圈电流有效值；
图11是传统模拟驱动匹配厚管壁流量管的测试结果图；
图12是使用差分式功率放大电路的模拟驱动匹配厚管壁流量管测试结果图；
图13是气液两相流实验装置结构图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步说明。
图1是模拟驱动系统的电路硬件组成框图。模拟驱动电路由电压跟随、精密整流、增益控制、乘法放大、驱动保护以及功率放大等六部分组成。
在图1中，磁电式速度传感器的原始振动信号经过电压跟随、放大、滤波后可分为两路处理，将其中一路进行精密整流得到传感器信号的幅值信息，经过后级增益控制环节得到驱动信号所需要的增益后，送入乘法器的一端；将另一路信号作为驱动信号所需的波形信息，直接送入乘法器的另一端。这样，包含幅值和波形信息的两路信号经过乘法器后将输出所需的驱动原始信号。该驱动原始信号经过后级功率放大后，得到所需加在传感器激振线圈两端的驱动信号。为了避免驱动信号过大而损坏传感器的流量管，在模拟驱动电路中设置有驱动保护电路，当驱动信号幅值超过预先设置阈值电压后，电路将自动切换为小增益驱动，限制了驱动信号幅值，间接地保护传感器不受损坏。
图2是数字驱动系统的电路硬件组成框图。数字驱动系统电路由调理放大电路、DSP最小系统、数字驱动电路、功率放大电路四部分组成。其工作过程为：根据信号调理电路采集到的磁电式速度传感器信号，由处理器DSP计算出驱动信号所需的频率、相位、幅值等参数，再由DSP控制数字驱动电路输出相应的驱动信号。该驱动信号进入功率放大环节，其输出即为最终的驱动信号，用于直接驱动流量管振动。
图3是单端功率放大电路，模拟驱动与数字驱动共用同一个单端功率放大电路，即为图3所示。在图3中，单端功率放大电路采用正负9V电压供电，大电流输出运算放大器U6(OPA551)、电阻R28、电阻R29组成同相放大器，电阻R27与电容C24组成无源高通滤波器。正常工作时，待放大的驱动信号从“IN”处输入，经过同相放大器放大后，从“Drive+”处输出，“Drive+”端直接接至科氏质量流量传感器的驱动线圈正端，驱动线圈的负端接变送器的地电平。
图4是单端功率放大电路的TINA仿真电路。在图4中，VG1为交流信号源，用来模拟待放大的驱动原始信号，输出是幅值为0～3.3V的正弦信号。运算放大器U3与实际相同，选择供电电压为正负9V。运放U3与电阻R1、电阻R2组成同相放大电路。为不使运放U3的输出信号幅值超过电源轨范围，根据VG1输出信号的幅值，确定电阻R1阻值为3.5K、电阻R2阻值为1K。稳压二极管Z1、Z2、Z3、Z4模拟实际变送器中的齐纳式安全栅电路，选择型号为1N5347，限制驱动信号的电压幅值。电阻R3与电感L1串联等效科氏质量流量传感器的驱动线圈参数，按实际传感器CMF025的参数，确定电阻R3阻值为180Ω，电感L1感值为3mH。AM1为电流表，用来测试流过驱动线圈电流的有效值。
图5是单端功率放大电路的TINA仿真结果波形。在图5中，VF1为上述交流信号源VG1的输出信号波形。VF2为经过放大后的驱动信号波形。当输出达到满幅状态时，驱动信号波形幅值为14.63Vpp，此时，驱动线圈中电流的有效值为29.17mA，如图6所示。
图7是差分式功率放大电路的原理图。在图7中，供电电源为+VCC和-VCC。J2端输入待放大的驱动信号，由于该信号需要接至后级运放的正相输入端，所以，在信号送入运放之前，需要添加电容C5与电阻R4构成的无源高通滤波器，起到隔离输入信号的直流分量、滤波和提供偏置电流回流路径的作用。作为驱动电路的功放级，需要提供较大的输出电流来驱动流量管，所以，选用大电流输出运放U1、U2(OPA551)和电阻R1、电阻R2、电阻R3组成单端转差分放大器，用于驱动流量管振动。其中，所述电阻R1、R2、R3决定所述功率放大电路的信号放大倍数。电容C1、C2、C3、C4、C6、C7、C8、C9为所述运算放大器的退耦电容。
实际工作时，待放大的驱动信号从J2处输入，经过单端转差分放大后，其输出“OUT+”端接至驱动线圈的正端，“OUT-”端接至驱动线圈的负端。在图7中，设运放U1的正相输入端输入电压为V1，运放U2的正相输入端输入电压为V2，驱动回路中的电流为I0，电流流向如图4-8中箭头标注所示。正常工作时，运放U1与U2可构成反馈回路，所以，由“虚短”原则知，U1的反相端输入电压为V1，U2的反相端输入电压为V2。再以电阻R2为研究对象，根据欧姆定律，易得：
所以，可得驱动线圈一端的电压为：
同理，驱动线圈另一端的电压为：
由此可见，驱动线圈两端所加电压为：
图8是差分式功率放大电路TINA仿真图。在图8中，为对比起见，与图4相同，供电电源选择正负9V。VG1为交流信号源，用来模拟待放大的驱动原始信号，输出是幅值为0～3.3V的正弦信号。运算放大器U1、U2和电阻R3、电阻R4、电阻R5组成单端转差分放大结构，其输出分别接至驱动线圈的正端和负端。为不使运放的输出信号幅值超过电源轨范围，根据VG1输出信号的幅值，确定电阻R3阻值为1K、电阻R4阻值为3K，电阻R5的阻值为4K。稳压二极管Z1、Z2、Z3、Z4模拟实际变送器中的齐纳式安全栅电路，选择型号为1N5347，限制驱动信号的电压幅值。电阻R3与电感L1串联等效科氏质量流量传感器的驱动线圈参数，按实际传感器CMF025的参数，确定电阻R3阻值为180Ω，电感L1感值为3mH。AM1为电流表，用来测试流过驱动线圈电流的有效值。
图9是差分式功率放大电路的TINA仿真结果波形图。在图9中，VF1为上述交流信号源VG1的输出信号波形。VF2为经过差分放大后，驱动线圈正端的信号波形。VF3为经过差分放大后，驱动线圈负端的信号波形。由图9可以看出，当使运放输出达到满幅状态时，驱动信号波形幅值为24.4Vpp，此时驱动线圈中电流的有效值为51.85mA，如图10所示。
图11是传统模拟驱动系统匹配厚管壁流量管的测试结果图。实际测试时，使用传统模拟驱动变送器匹配艾默生DN25口径厚管壁传感器。在图11中，1通道的波形(标为“CH1”)为变送器信号调理电路中，输入ADC前磁电式传感器的振动信号；2通道的波形(标为“CH2”)为变送器模拟驱动电路输出的驱动信号。由于驱动能量的限制，无法提供足够的驱动能量，当振动幅值达到4.4V时，驱动信号必须工作在削顶的状态。
图12是使用差分式功率放大电路的模拟驱动系统匹配厚管壁流量管的测试结果图。同样匹配上述艾默生DN25口径厚管壁传感器，在图12中，1通道的波形(标为“CH1”)为传感器的振动信号，2通道的波形(标为“CH2”)为施加在驱动线圈正端的驱动信号，可见，当传感器输出信号幅值达到4.52V时，驱动信号幅值为7.8Vpp，仍未达到电源上限。表1为单相流驱动测试的结果对比。通过表1可知，使用差分式功率放大电路结构的模拟驱动系统，有效地提高了驱动能量。
表1改进前后驱动能量实验对比结果
图13是气液两相流实验装置结构图。针对气液两相流下变送器驱动能量不足的问题，在图13所示的两相流实验装置上进行实验。在图13中，装置由水箱、水泵、空气压缩机、压力表、科氏质量流量传感器、科氏质量流量变送器、气体浮子流量计、若干阀门及管道组成。装置上，管道上游和下游分别安装一台由艾默生公司生产的科氏质量流量传感器，型号为CMF025，该传感器外形为Ω形，满管时固有频率约为135Hz。装置上游传感器匹配的变送器为标准表，该标准表是由艾默生公司研制的2700型变送器，在匹配CMF025型号传感器时，测量精度为0.1级。装置下游传感器匹配实验用的变送器，作为被检表进行实验。
装置正常工作时，水泵将水从水箱中抽出，沿着管道按图中箭头方向分别流经两个传感器，然后返回至水箱，构成循环。通过阀1和阀3，可以调节管道内液体流量大小，流量范围为1kg/min至16kg/min。通过阀2，可以实现气体的加入和关闭，以进行气液两相流实验。在进行气液两相流实验时，气体在上游传感器和下游传感器之间的管道处加入，所以，下游传感器(被检表)处于气液两相流状态，而上游传感器(标准表)测量的是单相流。实验时通过标准表的测量值来读取液体流量的大小，而气体流量的大小则是由气体浮子流量计的读数得到。
为了对比差分式功率放大电路驱动效果与传统的单端结构驱动效果的差别，在图13所示气液两相流装置上进行了两相流下的驱动能量测试实验。实验时，按大(16kg/min)、中(8kg/min)、小(4kg/min)三个不同的流量点改变流速，并分别在不同的流量点下，按含气量从小到大加入气体。实验过程中用示波器实时观察并采集调理电路中磁电式速度传感器信号的幅值和驱动信号幅值，同时，将FLUKE万用表串联进驱动回路中，测试驱动线圈上的驱动电流的有效值。实验时，记录当前状态下的密度降、磁电式速度传感器信号幅值、驱动信号幅值以及驱动线圈中电流的有效值。此处，密度降是一种能够反映含气量大小的物理量，可由变送器通过频率和温度实时计算得到。密度降的定义公式为：
式中，D0为单相液体(水)的密度，Dg为两相时流体的混合密度，可通过公式求得。一般来说，密度降越高，代表含气量越大。
表2为传统驱动方式的两相流驱动能量实验结果，表3为使用差分式驱动技术的两相流驱动能量实验结果。
表2传统驱动方式两相流驱动能量测试
表3差分驱动方式两相流驱动能量测试
通过表2与表3中的数据对比可以得出结论：当科氏质量流量变送器驱动系统具有相同的供电电压，且在相同的安全栅电路限制下，同一流量点相同含气量时，使用差分式功率放大电路的驱动系统，磁电式速度传感器信号的幅值均高于使用单端功率放大电路驱动系统传感器的幅值，其驱动线圈中电流有效值为34.2mA，相较于单端功率放大电路驱动电路的10.8mA有了大幅度的提高，有效地提高了驱动能量。