MTD雷达的通道级杂波抑制方法与流程

本发明属于雷达技术领域，涉及雷达杂波抑制，可用于雷达的动目标检测，并满足工程要求。

背景技术：

现代雷达特别是军用雷达需要在复杂的工作环境中，完成目标检测的任务。而雷达回波中通常包含建筑物、树木等各种杂波，会导致弱小目标的丢失、产生虚警。而且雷达系统的不稳定工作、杂波的内部运动，会导致杂波谱的展宽，从而减弱杂波抑制性能，影响低速目标的检测。因此杂波抑制是雷达技术领域的重要研究内容。

目前有效的杂波抑制方式主要有MTI和MTD等，MTD多采用加窗FFT或者在零频附近具有凹口的FIR滤波器。MTI技术，基于固定杂波短时间内回波相同而运动目标回波具有多普勒频移的特性，从时域对相邻脉冲的回波进行加权对消的方式，消除固定杂波的影响。具有计算量小，易于工程实现的特点，随着阶数的增加其在零频附近的凹口变宽，但是对低速目标具有较大的信噪比(SNR)损失，而且杂波抑制特性固定，较难根据环境特性进行改变。

MTD技术采用多个带通滤波器组成的滤波器组对雷达回波进行滤波处理，使之更接近于最佳(匹配)线性滤波，当回波输入频率恰好等于滤波器组的某一中心频率，该滤波器输出最大的功率。与MTI相比，进一步改善了信噪比，提高了在复杂背景中检测目标的能力。

加窗FFT方式的MTD，滤波器旁瓣较低，对较高通道可以在一定程度上降低杂波功率。由于采用FFT，计算量较小，易于工程实现。但进入滤波器副瓣的杂波也会降低滤波器的杂波改善性能，而且其频率响应特性具有较宽的主瓣，导致杂波位于低速目标所在通道的主瓣内，不利于低速目标的检测。

FIR滤波器可以灵活设计每个滤波器的权系数，使其幅度频率响应在零频附近有较深的零陷，可以根据要求设计凹口的深度以及宽度，用于抑制不同谱宽的杂波。但是具有较高的计算量，尤其是在积累脉冲数较多时，不易于工程实现。而且如果凹口宽度设计不合适，也会降低杂波抑制性能。

技术实现要素：

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种MTD雷达通道级杂波抑制方法，根据杂波谱宽划分多普勒高通道与低通道，通过对低通道进行多普勒域加权，实现杂波抑制。

技术方案

一种MTD雷达通道级杂波抑制方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：将序号i满足i/N∈U_f的多普勒通道定义为低通道，将序号i满足的多普勒通道定义为高通道；其中，U_f＝[-αΩ_f,αΩ_f]为辅助通道覆盖区域，Ω_f为杂波谱宽度，α为扩展系数，其范围为1≤α≤1/(2Ω_f)，i＝-N/2，…，N/2-1，N为脉冲积累数；

步骤2：以低通道作为辅助通道，依次以各高通道为主通道，在SNR损失约束和旁瓣约束下，以最小化剩余杂波功率为准则，通过如下模型求解对消权v_i和对消系数β_i：

其中，β_i为对消系数，v_i为对消权，其维数为K×1，G表示杂波数据矩阵，B表示低通道对应的滤波器系数矩阵，b_i表示第i个多普勒通道对应的滤波器系数，d_i表示第i个多普勒通道对应的多普勒导向矢量，SL_i表示旁瓣约束电平，SNR_Loss(i)表示信噪比损失，表示第i个通道的旁瓣区域，s_i(η)表示序号为i的通道对应的旁瓣区域多普勒导向矢量，η表示位于旁瓣区域的多普勒频率；

步骤3：在SNR损失约束和旁瓣约束下，以最小化剩余杂波功率为准则，通过如下模型求解各低通道对应的杂波抑制权向量u_i：

其中，u_i为杂波抑制权向量，其维数为K×1，C_i表示序号为i的低通道对应的杂波数据矩阵，i/N∈U_f；

步骤4：对脉压后的N个脉冲回波，沿慢时间维进行N点加窗FFT，得到各多普勒通道的输出为x_i，i＝-N/2，…，N/2-1，定义低通道的输出为y＝[x_-(k-1)/2，…，x_(K-1)/2]^T，K为低通道个数，N-K为高通道个数；

步骤5：经过通道对消后，高通道的输出为

经过通道加权后，低通道的输出为

步骤4所述的沿慢时间维进行N点加窗FFT，其中加窗FFT方式可以替换为MTI级联加窗FFT方式。

有益效果

本发明提出的一种MTD雷达通道级杂波抑制方法，具有以下有益效果：

(1)本发明具有FIR滤波器灵活设计凹口的特性，而且比FIR滤波器具有更低的计算量，易于工程实现；

(2)本发明基于加窗FFT后的通道进行杂波对消，而且在权系数优化中添加了低副瓣的约束，所获得的幅频响应具有低旁瓣的特性；

(3)本发明对低通道和高通道分别进行权优化，避免了加窗FFT在低通道杂波抑制性变差的缺点。

附图说明

图1是本发明的实现流程图；

图2是本发明与加窗FFT在序号为15的高通道的幅频响应；

图3是本发明与加窗FFT在序号为40的高通道的幅频响应；

图4是本发明与加窗FFT在序号为4的低通道的幅频响应；

图5是本发明与2阶MTI级联加窗FFT在序号为15的高通道的幅频响应；

图6是本发明与2阶MTI级联加窗FFT在序号为40的高通道的幅频响应；

图7是本发明与2阶MTI级联加窗FFT在序号为4的低通道的幅频响应；

图8是本发明方法、加窗FFT以及2阶MTI级联加窗FFT在各通道中心频率处的信噪比损失对比图；

图9是本发明方法、FIR滤波器、MTI级联加窗FFT的计算复杂度对比图。

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

参照图1，本实施例的具体实现步骤如下：

步骤1.根据先验信息，设定杂波谱宽，划分低通道与高通道。

设MTD雷达可积累的脉冲数为N，杂波谱宽度为Ω_f，设定辅助通道覆盖区域为U_f＝[-αΩ_f,αΩ_f]，α为扩展系数，其范围为1≤α≤1/(2Ω_f)；

定义多普勒通道序号为i＝-N/2，…，N/2-1，序号为i的多普勒通道对应的多普勒导向矢量数为

d_i＝[1，exp(j2πi/N)，…，exp(j2π(N-1)i/N)]^T，i＝-N/2，…，N/2-1

其中(·)^T表示转置，则序号为i的多普勒通道对应的滤波器系数为

b_i＝Wd_i，i＝-N/2，…，N/2-1

其中W表示由于MTI或加窗产生的系数矩阵；

将序号满足i/N∈U_f的通道定义为低通道，将序号满足的通道定义为高通道，为低通道个数，N-K为高通道个数，表示向上取整。因此，低通道对应的滤波器系数矩阵为

B＝[b_-(K-1)/2，…，b_(K-1)/2]T

步骤2.对于各高通道，计算对消权和对消系数。

2.1)构造杂波数据G＝[a_-P，…，a_P]，a_p是位于杂波谱宽内均匀分布的多普勒导向矢量，具体形式为

a_p＝[1，exp(j2πf_p)，…，exp(j2π(N-1)f_p)]^T，p＝0，±1，…，±P

其中表示向下取整；

2.2)对于序号为i的高通道，设定旁瓣约束电平SL_i和信噪比(SNR)损失SNR_Loss(i)；定义序号为i的通道对应的旁瓣区域多普勒导向矢量为

其中表示第i个通道的旁瓣区域，η表示位于旁瓣区域的多普勒频率。

2.3)以低通道作为辅助通道，以序号为i的高通道为主通道，在SNR损失约束和旁瓣约束下，以最小化剩余杂波功率为准则，建立如下数学模型：

其中β_i为对消系数，v_i为对消权，其维数为K×1，

2.4)利用凸优化工具包cvx求解式＜2＞。

步骤3.对于低通道，计算杂波抑制权向量。

3.1)对于序号为i的低通道，i/N∈U_f，构造杂波数据C_i＝[a_-q，…，a_q]，a_q是位于杂波谱宽内均匀分布的多普勒导向矢量，具体形式为

a_q＝[1，exp(j2πf_q)，…，exp(j2π(N-1)f_q)]^T，q＝Q₁，…，Q₂

其中

3.2)对于序号为i的低通道，设定旁瓣约束SL_i和SNR损失SNR_Loss(i)；按照式＜1＞定义序号为i的通道的旁瓣区域多普勒导向矢量；

3.3)在SNR损失约束和旁瓣约束下，以最小化杂波输出功率为准则，建立如下数学模型：

其中u_i为杂波抑制权向量，其维数为K×1；

3.4)利用凸优化工具包cvx求解式＜3＞。

步骤4.对慢时间回波进行处理，得到各多普勒通道输出。

对脉压后的N个脉冲回波，沿慢时间维进行N点加窗FFT，或者MTI后级联加窗FFT，各多普勒通道的输出为x_i，i＝-N/2，…，N/2-1，定义低通道输出为y＝[x_-(K-1)/2，…，x_(k-1)/2]^T，K为低通道个数，N-K为高通道个数；

步骤5.对多普勒通道输出进行通道级杂波抑制。

经过通道对消后，高通道的输出为

经过通道加权后，低通道的输出为

本发明的效果通过以下仿真对比试验进一步说明：

1.实验场景：假设MTD雷达的相干积累时间(CPI)中包含128个脉冲，杂波谱宽为Ω_f＝0.03，扩展系数为α＝3，则低通道个数为K＝25。

2.仿真内容：

实验1：对加窗FFT输出结果进行通道级杂波抑制，其中窗函数选为40dB切比雪夫窗，由于加窗引起的SNR损失为1.03dB，因此设高通道信噪比损失为1.03dB，旁瓣约束为-35dB，则序号为15和40的高通道幅频响应如图2和图3所示。低通道信噪比损失设定为旁瓣约束为其中i表示多普勒通道的序号，则序号为4的低通道幅频响应如图4所示。

实验2：对2阶MTI级联加窗FFT输出结果进行通道级杂波抑制，其中窗函数选为40dB切比雪夫窗，设高通道信噪比损失为1.03dB，旁瓣约束为-35dB，则序号为15和40的高通道幅频响应如图5和图6所示。低通道信噪比损失设定方式与实验1相同，则序号为4的低通道幅频响应如图7所示。

通道级杂波抑制前后的SNR损失如图8所示。

对于MTI级联加窗FFT，其复数乘法的计算量为FIR滤波器的复数乘法计算量为N²，本方明方法的复数乘法计算量为对于杂波谱宽为Ω_f＝0.03，扩展系数为α＝3，图9比较了MTI级联加窗FFT、FIR滤波器及本发明方法的计算复杂度。

3.仿真结果分析：

从图2、3可以看出，对加窗FFT的输出采用本发明方法处理后，高通道的幅频响应在旁瓣区域有一定抬高，但在零频附近产生明显的凹口。

从图4可以看出，对加窗FFT的输出采用本发明方法处理后，低通道的幅频响应在旁瓣区域有一定抬高，但在零频附近仍然具有一定凹口。

从图5、6可以看出，对MTI级联加窗FFT的输出采用本发明方法处理后，高通道的幅频响应在零频附近的凹口更深，杂波抑制性能提高。

从图7可以看出，对MTI级联加窗FFT的输出采用本发明方法处理后，低通道的杂波抑制性能提高了。

从图8可以看出，各种方法在高通道中心频率处的SNR损失基本相同，MTI级联加窗FFT在低通道中心频率处信噪比损失较大，且不易控制。而本发明方法在各通道中心频率处的SNR损失可控，具有比加窗FFT更好的杂波抑制性能，甚至与MTI级联加窗FFT在杂波抑制方面相比，也有一定优势。

从图9可以看出，本发明方法的计算量虽然比MTI级联加窗FFT方法有一定增加，但杂波抑制性能灵活可控(如图2-8所示)。FIR滤波器也可以设计较灵活的凹口，但在脉冲数较多时，计算量复杂，不易工程应用。