充电电流检测电路的制作方法

本实用新型涉及电路技术，尤其涉及一种充电电流检测电路。

背景技术：

随着移动终端技术的发展，移动终端设置有可充/放电的电池。通常情况下，当移动终端的电池通过充电电路在充电过程中，充电电路需要实时检测充电电流，以保护电池。

现有技术中，通过在充电路径或充电电路上串联一个较小的采样电阻(如0.1Ω)，充电电流流过该采样电阻后产生一定压降；进一步地，通过运算放大器将该采样电阻两端的电压放大后，经过模拟/数字转换器(Analog-to-Digital Converter，简称ADC)采样得到采样电压；进一步地，根据采样电压、采样电阻以及运算放大器的放大系数，检测到充电电流的数值。

可见，当充电电流较小时，采样电阻两端的压降非常小，很容易淹没在噪声中，导致检测精度较低；当充电电流较大时，采样电阻两端的压降较大，可能导致充电电压不足，充电效率较低。

技术实现要素：

本实用新型提供一种充电电流检测电路，提高了充电电流较小时的检测精度和/或提高了充电电流较大时的充电效率。

第一方面，本实用新型实施例提供一种充电电流检测电路，包括：采样电路、放大电路以及模数转换电路；采样电路包括：采样电阻、分压子电路以及控制管；

其中，控制管的第一端、采样电阻的第一端以及放大电路的第一输入端串联至充电电路的第一端，分压子电路的第一端以及放大电路的输出端连接至模数转换电路的输入端，放大电路的第二输入端以及采样电阻的第二端接地；分压子电路的第二端连接至控制管的第二端，分压子电路的第三端、控制管的第三端以及采样电阻的第二端串联至充电电路的第二端；

采样电路用于：当充电电流小于预设阈值时，充电电流流过采样电阻；当充电电流大于等于预设阈值和/或控制管的第二端与第三端之间的电压大于等于导通电压时，控制管导通且充电电流并联流过采样电阻以及控制管的第一端至第三端；

放大电路用于：将采样电阻两端的电压进行放大；

模数转换电路用于：将放大电路的输出端模拟电压转换为数字电压。

进一步地，控制管为N型金属-氧化物-半导体NMOS晶体管；其中，控制管的第一端为NMOS晶体管的漏极，控制管的第二端为NMOS晶体管的栅极，控制管的第三端为NMOS晶体管的源极。

进一步地，采样电阻的阻值大于等于0.15Ω且小于1Ω。

进一步地，分压子电路包括：第一分压电阻以及第二分压电阻；其中，分压子电路的第一端为第一分压电阻的第一端，分压子电路的第二端为第一分压电阻的第二端以及第二分压电阻的第一端，分压子电路的第三端为第二分压电阻的第二端。

进一步地，充电电流检测电路还包括：滤波电路；

滤波电路包括：滤波电阻以及滤波电容；其中，滤波电阻的第一端连接至采样电阻的第一端，滤波电阻的第二端以及滤波电容的第一端连接至放大电路的第一输入端，滤波电容的第二端接地。

进一步地，放大电路包括：运算放大器、输入电阻以及反馈电阻；其中，运算放大器的输出端连接至反馈电阻的第一端，反馈电阻的第二端以及运算放大器的反相输入端连接至输入电阻的第一端，输入电阻的第二端连接至采样电阻的第二端；

放大电路的第一输入端为运算放大器的同相输入端，放大电路的第二输入端为输入电阻的第二端，放大电路的输出端为运算放大器的输出端。

本申请提供的充电电流检测电路中，当充电电流小于预设阈值时，控制管不会导通，则充电电流会流过采样电阻，由于采样电阻大于现有技术中采样电阻值，因此，提高了采样电阻两端的压降，提高了检测精度；当充电电流大于等于预设阈值和/或控制管的第二端与第三端之间的电压大于等于导通电压时，则控制管导通且充电电流并联流过采样电阻以及控制管的第一端至第三端，由于控制管的第一端至第三端之间的导通阻抗远远小于采样电阻，二者并联支路的总阻抗会小于控制管的第一端至第三端之间的导通阻抗(即远远小于采样电阻)，因此，采样电阻两端的压降远远小于现有技术中充电电流较大时采样电阻两端的压降，保证充电电压充足，提高了充电效率。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型充电电流检测电路实施例一的结构示意图；

图2为本实用新型充电电流检测电路实施例二的结构示意图；

图3为本实用新型充电电流检测电路实施例三的结构示意图；

图4为本实用新型充电电流检测电路实施例四的结构示意图；

图5为本实用新型充电电流检测电路实施例五的结构示意图；

图6为电压与电流示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

现有技术中，当充电电流较小(如20mA)时，采样电阻(如0.1Ω)两端的压降(如2mV)非常小，很容易淹没在噪声中，导致检测精度较低；当充电电流较大(如2A)时，采样电阻(如0.1Ω)两端的压降(如0.2V)较大，可能导致充电电压不足，充电效率较低，例如：通常单芯电池采用5V充电器，则实际输出给终端的充电电压只有4.8V，充电效率较低。

相比于现有技术中线性取样方式，本申请提供的充电电流检测电路中，通过在充电电流较小应用场景和充电电流较大应用场景时，充电电流所流经的电路路径并不相同，实现了非线性取样，从而提高了充电电流较小时的检测精度和/或提高了充电电流较大时的充电效率。

下面以具体地实施例对本实用新型的技术方案进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。

图1为本实用新型充电电流检测电路实施例一的结构示意图。如图1所示，该充电电流检测电路包括：采样电路1、放大电路2以及模数转换电路3；采样电路1包括：采样电阻R_sense、分压子电路11以及控制管U₁，其中，采样电阻R_sense的阻值大于现有技术中采样电阻阻值，可选地，采样电阻R_sense的阻值大于等于0.15Ω且小于1Ω。其中，控制管U₁的第一端、采样电阻R_sense的第一端以及放大电路2的第一输入端串联至充电电路(即充电路径或者如图1所示的充电电流I_charge所处的电路路径)的第一端A，分压子电路11的第一端11a以及放大电路2的输出端连接至模数转换电路3的输入端，放大电路2的第二输入端以及采样电阻R_sense的第二端接地；分压子电路11的第二端11b连接至控制管U₁的第二端，分压子电路11的第三端11c、控制管U₁的第三端以及采样电阻R_sense的第二端串联至充电电路的第二端B。

其中，采样电路1用于：当充电电流I_charge小于预设阈值时(即采样电阻R_sense两端的降压较低，因此，放大电路2的输出端电压也较低和/或控制管U₁的第二端与第三端之间的电压小于导通电压)，则控制管U₁不会导通，从而充电电流I_charge流过采样电阻R_sense；当充电电流I_charge大于等于预设阈值和/或控制管U₁的第二端与第三端之间的电压大于等于导通电压时，则控制管U₁导通且充电电流I_charge并联流过采样电阻R_sense以及控制管U₁的第一端至第三端(即采样电阻R_sense支路与控制管U₁的第一端至第三端支路为并联的两条支路，但控制管U₁的第一端至第三端之间的导通阻抗远远小于采样电阻R_sense，因此，充电电流I_charge中的大部分都流过控制管U₁的第一端至第三端支路，只有少部分流过采样电阻R_sense支路)；放大电路2用于将采样电阻R_sense两端的电压进行放大，便于模数转换电路3进行识别转换；模数转换电路3用于将放大电路2的输出端模拟电压转换为数字电压，便于根据该数字电压、放大电路的放大系数以及采样支路电阻(当充电电流I_charge小于预设阈值时，采样支路电阻为采样电阻R_sense；当充电电流I_charge大于等于预设阈值时，采样支路电阻为：控制管U₁的第一端至第三端之间的导通阻抗与其并联的采样电阻R_sense的总电阻)，计算得到充电电流I_charge的数值。

可见，本实施例提供的充电电流检测电路中，当充电电流I_charge小于预设阈值时，控制管U₁不会导通，则充电电流I_charge会流过采样电阻R_sense，由于采样电阻R_sense大于现有技术中采样电阻值，因此，提高了采样电阻R_sense两端的压降，提高了检测精度；当充电电流I_charge大于等于预设阈值和/或控制管U₁的第二端与第三端之间的电压大于等于导通电压时，则控制管U₁导通且充电电流I_charge并联流过采样电阻R_sense以及控制管U₁的第一端至第三端(即采样电阻R_sense支路与控制管U₁的第一端至第三端支路为并联的两条支路)，由于控制管U₁的第一端至第三端之间的导通阻抗远远小于采样电阻R_sense，二者并联支路的总阻抗会小于控制管U₁的第一端至第三端之间的导通阻抗(即远远小于采样电阻R_sense)，因此，采样电阻R_sense两端的压降远远小于现有技术中充电电流较大时采样电阻两端的压降，保证充电电压充足，提高了充电效率。

图2为本实用新型充电电流检测电路实施例二的结构示意图。如图2所示，在图1所示的实施方式的基础上，控制管U₁为N型金属-氧化物-半导体(N-Metal-Oxide-Semiconductor，简称NMOS)晶体管；其中，控制管U₁的第一端为NMOS晶体管的漏极D，控制管U₁的第二端为NMOS晶体管的栅极G，控制管U₁的第三端为NMOS晶体管的源极S。

(1)、当充电电流I_charge小于预设阈值时(即NMOS晶体管的栅极G与源极S之间的电压小于NMOS晶体管的导通电压)，则NMOS晶体管不会导通，从而充电电流I_charge流过采样电阻R_sense，例如：充电电流I_charge为20mA以及R_sense＝0.5Ω，则采样电阻R_sense两端的压降提升为20*0.5＝10mV，从而提高了检测精度。

(2)、当充电电流I_charge大于等于预设阈值和/或NMOS晶体管的栅极G与源极S之间的电压大于等于其导通电压时，则NMOS晶体管导通且充电电流I_charge并联流过采样电阻R_sense以及NMOS晶体管的漏极D至源极S(即采样电阻R_sense支路与NMOS晶体管的漏极D至源极S支路为并联的两条支路)，由于NMOS晶体管的漏极D至源极S之间的导通阻抗(如30mΩ)远远小于采样电阻R_sense，因此，充电电流I_charge中的大部分都流过NMOS晶体管的漏极D至源极S支路，只有少部分(几乎可以忽略)流过采样电阻R_sense支路，例如：充电电流I_charge为2A、NMOS晶体管的漏极D至源极S之间的导通阻抗为30mΩ以及R_sense＝0.5Ω，充电电流I_charge中的大部分都流过NMOS晶体管的漏极D至源极S支路(流过采样电阻R_sense支路的可以忽略)，则采样电阻R_sense两端的压降为2*0.03＝0.06V，可见，采样电阻R_sense两端的压降远远小于现有技术中充电电流较大时采样电阻两端的压降，因此，保证充电电压充足，提高了充电效率。

图3为本实用新型充电电流检测电路实施例三的结构示意图。如图3所示，在上述实施方式的基础上，可选地，分压子电路11包括：第一分压电阻R₁以及第二分压电阻R₂；其中，分压子电路11的第一端11a为第一分压电阻R₁的第一端，分压子电路11的第二端11b为第一分压电阻R₁的第二端以及第二分压电阻R₂的第一端，分压子电路11的第三端11c为第二分压电阻R₂的第二端。如图3所示，控制管U₁的第二端与第三端之间的电压＝(放大电路2的输出端电压*)。可选地，第一分压电阻R₁＝2kΩ和/或第二分压电阻R₂＝10kΩ，可选地，第一分压电阻R₁和第二分压电阻R₂的阻值还可以根据控制管U₁型号、采样电阻R_sense及放大电路的放大系数等进行确定，以满足“充电电流I_charge大于等于预设阈值时，控制管U₁的第二端与第三端之间的电压大于等于导通电压”即可。可选地，分压子电路11还可通过图3所示电路的变形电路或其它电路形式实现，本申请实施例中对此并不作限制。

图4为本实用新型充电电流检测电路实施例四的结构示意图。如图4所示，在上述实施方式的基础上，该充电电流检测电路还包括：用于滤除高频噪声的滤波电路4；其中，滤波电路4包括：滤波电阻R₃以及滤波电容C；其中，滤波电阻R₃的第一端连接至采样电阻R_sense的第一端，滤波电阻R₃的第二端以及滤波电容C的第一端连接至放大电路2的第一输入端，滤波电容C的第二端接地。可选地，滤波电阻R₃＝10kΩ，滤波电容C＝100n；当然，滤波电阻R₃以及滤波电容C还可以为其它数值，本申请实施例中对此并不作限制。可选地，滤波电路4还可通过图4所示电路的变形电路或其它电路形式实现，本申请实施例中对此并不作限制。

图5为本实用新型充电电流检测电路实施例五的结构示意图。如图5所示，在上述各实施方式的基础上，可选地，放大电路2包括：运算放大器U₂、输入电阻R₄以及反馈电阻R₅；其中，运算放大器U₂的输出端(如图5中所示的OUT端)连接至反馈电阻R₅的第一端，反馈电阻R₅的第二端以及运算放大器U₂的反相输入端(如图5中所示的IN-端)连接至输入电阻R₄的第一端，输入电阻R₄的第二端连接至采样电阻R_sense的第二端；放大电路2的第一输入端为运算放大器U₂的同相输入端(如图5中所示的IN+端)，放大电路2的第二输入端为输入电阻R₄的第二端，放大电路2的输出端为运算放大器U₂的输出端；可选地，输入电阻R₄以及反馈电阻R₅的大小决定了放大电路2的电压放大倍数，电压放大倍数等于[(R₄+R₅)/R₄]。可选地，运算放大器的正极电源端V+连接至3.3V电源的正极，运算放大器的负极电源端V-接地。可选地，放大电路2还可通过图5所示电路的变形电路或其它电路形式实现，本申请实施例中对此并不作限制。

可选地，模数转换电路3包括：ADC；可选地，ADC的输入端还通过电阻R₆接地。可选地，模数转换电路3还可通过图5所示电路的变形电路或其它电路形式实现，本申请实施例中对此并不作限制。

当充电电流I_charge小于预设阈值(如100mA)时，NMOS晶体管还未导通，充电电流I_charge流过采样电阻R_sense，则ADC的输入电压V_ADC＝R_sense*I_charge*amplifier，其中，amplifier为运算放大器的放大系数；V_ADC与I_charge随时间变化如图6所示(图6为电压与电流示意图)。

随着充电电流I_charge逐渐增大，采样电阻R_sense两端的压降也逐渐增大(即运算放大器的输出端电压也逐渐增大)，当充电电流I_charge大于等于预设阈值时和/或NMOS晶体管的栅极G与源极S之间的电压大于等于导通电压时，NMOS晶体管导通，充电电流I_charge并联流过采样电阻R_sense以及NMOS晶体管的漏极D至源极S，由于NMOS晶体管的漏极D至源极S之间的导通阻抗(如30mΩ)远远小于采样电阻R_sense，因此，充电电流I_charge中的大部分都流过NMOS晶体管的漏极D至源极S支路，只有少部分(几乎可以忽略)流过采样电阻R_sense支路，则ADC的输入电压V_ADC＝R_NMOS*I_charge*amplifier，其中，R_NMOS为NMOS晶体管的漏极D至源极S之间的导通阻抗，amplifier为运算放大器的放大系数；V_ADC与I_charge随时间变化如图6所示。

综上所述，本实施例提供的充电电流检测电路中，在充电电流I_charge较小应用场景和充电电流I_charge较大应用场景时，充电电流I_charge所流经的电路路径并不相同(即对应的采样支路电阻并不相同，对于充电电流I_charge较小应用场景，充电电流I_charge流过采样电阻R_sense；对于充电电流I_charge较大应用场景，充电电流I_charge并联流过采样电阻R_sense以及NMOS晶体管的漏极D至源极S)，因此，对于充电电流I_charge较小应用场景，提高了采样电阻R_sense两端的压降，提高了检测精度；对于充电电流I_charge较大应用场景，采样电阻R_sense两端的压降远远小于现有技术中充电电流较大时采样电阻两端的压降，保证充电电压充足，提高了充电效率。进一步地，在充电电流I_charge较小应用场景和充电电流I_charge较大应用场景时，ADC的输入电压都不会超出ADC的检测范围。

本实用新型的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本实用新型的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序或方式实施。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的范围。