雷达装置的制作方法

本发明涉及一种雷达装置和一种用于运行雷达装置的方法。

背景技术：

在机动车中越来越多地使用雷达装置，例如用来检测机动车环境以便控制机动车装备。因此例如可设有驾驶辅助系统，其基于雷达装置的数据例如在制动过程中或变换车道时辅助驾驶员。

在此对于例如24ghz雷达装置——其发射24ghz范围内的发射信号——的目标检测而言至关重要的是如何设计发射信号的频率响应曲线。通常，发射信号的发射频率在此以近似线性的、所谓啁啾的形式扫过200mhz的预规定带宽、即具有上升发射频率的频率斜坡。在现代雷达装置中这些啁啾的斜率相对小，用于扫过200mhz所需的时间因此在现代雷达装置中大约为40ms。

但总的来说可以观察到斜率显著提高的明显趋势。一个啁啾持续时间减小至约75μs结合1mhz数量级的更高采样率能实现显著改善的目标检测。但为了即使在啁啾的这种高斜率下也实现发射频率的线性响应曲线，对于24ghz-vco、也称为压控振荡器的调谐电压的变化曲线的要求非常高。

在现有技术中使用所谓的可编程pll、锁相环或控制回路级用来产生调谐电压，使得结合vco振荡器产生闭合控制电路。但这种锁相环带来附加成本，其应被避免。

技术实现要素：

因此，本发明的任务在于提供一种雷达装置和一种用于运行雷达装置的方法，借助其即使在具有高斜率的啁啾中也能实现低成本制造和低成本运行并确保频率响应曲线的高度线性，因此可改善目标检测的质量。

本发明关于雷达装置的任务利用根据权利要求1的特征来解决。

本发明的一种实施例涉及用于在频带内发射信号的雷达装置，包括控制器件；振荡器，所述振荡器的输入端通过转换器与控制器件连接，振荡器可借助控制器件操控以用于生成信号，并且借助振荡器生成的信号可在振荡器输出端上截取；至少一个用于发射存在于振荡器输出端上的信号的发射天线，其中，该发射天线与振荡器输出端连接；至少一个用于接收接收信号、用于处理接收信号并且用于将经处理的接收信号传输给控制器件的接收信道，其中，所述接收信道包括至少一个接收天线和用于将接收信号与存在于振荡器输出端的信号混合的混频器，其中，该混频器与振荡器输出端连接，其中，设有分频器，所述分频器将振荡器的信号供应给频率计数器，至少所述振荡器和分频器构造为单片微波集成电路。由此确保可在测量技术上检测并补偿基本上所有在数字序列转换为24ghz时的频率响应曲线时出现的非线性。所产生的快速啁啾的线性显著增加，这可改善目标检测。这更低成本地借助以硬件技术实现快速啁啾进行，从而无需使用可编程pll模块。

也有利的是，此外，接收信道的至少一个混频器集成到单片微波集成电路中。由此可实现简单的制造并且同时进行简单的信号分析。

在此也有利的是，此外，接收信道的至少一个放大器和/或滤波器集成到单片微波集成电路中。

特别有利的是，为了借助于借助频率计数器的频率计数进行校准可使用如下校准周期，所述校准周期使用与雷达测量周期中相同的调谐电压变化曲线或vco频率响应曲线。由此有利的可以是，即使在快速啁啾下也能可靠进行频率计数。

特别有利的是，为了操控分频器而设有操控装置，借助所述操控装置可规定集成的分频器在至少两个不同的分频因子之间切换。由此可进行匹配以改善精度。

在此有利的是，所述操控装置构造为数字信号处理器的接口。由此可通过数字信号处理器进行有针对性的操控。

本发明关于方法的任务利用根据权利要求7的特征来解决。

本发明的一种实施例涉及用于运行雷达传感器的方法，其中，为了借助频率计数器进行校准，设有如下校准周期，所述校准周期规定与常规雷达测量周期相同的调谐电压曲线或vco频率变化。

附图说明

本发明的有利扩展方案在从属权利要求和下述对附图的说明中描述。

图1为发射信号作为时间函数的示意性视图；

图2为雷达装置的示意图；

图3为用于说明本发明的图表；

图4为用于示出快速啁啾的图表；

图5为用于说明发射信号生成的视图；

图6为本发明雷达装置的示意图；

图7为用于说明本发明的图表；以及

图8为用于说明本发明的图表。

具体实施方式

图1示出雷达装置发射信号的图表，其示意性示出正啁啾、即具有上升发射频率的发射信号的上升斜坡。在此在当前雷达装置中发射信号具有斜率较小的频率啁啾，在规定的24ghz频带内200mhz扫描持续时间是38.4ms。一个啁啾内的频率响应曲线由lfmsk调制方法确定，该方法具有如下表示的曲线。发射三个嵌套的信号a、b、c。对于分别约25μs的持续时间——即在具有固定振动次数和预定义的持续时间的一个脉冲(burst)或信号期间——在此发射恒定频率，该频率对于三个信号的每一个通过下述公式得出：

fabc,i＝fabc,0+i·δfabc，其中i＝0,…,n-1

对于每个信号a、b或c，脉冲数量为n＝512。在频率增量δfabc>0时，称为正啁啾(upchirp)，当频率增量δfabc<0时，称为负啁啾(upchirp)。多普勒啁啾(dopplerchirp)具有δfabc＝0的特点。正啁啾、负啁啾和多普勒啁啾在此交替发射。

图1中示出正啁啾的lfmsk信号的局部。

在38.4ms的啁啾持续时间内通过信号a、b、c分别扫过的频率范围通常为190mhz，其频率差fb,i-fa,i以及fc,i-fb,i分别约为1.2mhz。

该参数的选择除了对24ghz占用带宽的管理规定外主要由目标检测要求所决定。

图2示出雷达装置1的结构，如关于发射信号生成和接收信号记录的雷达传感器。雷达装置1为此包括发射分支2和接收信道3、4。发射信号5、也被称为tx信号的生成在围绕24ghz的频率范围内通过由发射分支2中的数模转换器8(dac)操控压控振荡器7(voltagecontrolledoscillator/vco)来进行。

与通过数模转换器8产生的模拟电压变化曲线等效地，出现具有相应频率序列的24ghz信号。该信号一方面构成发射信号5(tx信号)并且另一方面同时也构成供应给接收信道3、4的混频器9、10的lo信号11。通过该lo信号11由接收天线12、13接收的信号14、15被混入基带中。这些信号在此之前借助放大器16、17(lna)放大。在混合之后，借助滤波器18、19对其进行滤波并且通过集成在数字信号处理器20(dsp)中的模数转换器21(adc)进行采样并且随后在数字信号处理器20(dsp)中通过数字信号处理进行目标检测。

在这种雷达装置1中，装置或者说传感器的控制通过数字信号处理器20(dsp)进行。该控制还包括发射信号生成并且在时间上与此耦合地包括多个接收天线12、13的接收信号14、15的采样。此外，还可通过数字信号处理器处理接收信号以及对大部分传感器硬件进行诊断。

从发射信号生成和接收信号14，15的采样角度看，频率响应曲线的阶梯形状对于lfmsk方法是典型的。在设定新的发射频率后，该发射频率保持为25μs的脉冲持续时间，从而在vco环境中可出现稳态振动并且在脉冲结束时进行对出现的接收信号14、15进行采样。

lfmsk发射信号5的生成及其在接收侧的处理在图2中示例性针对雷达装置示出。

通过对dac、即数模转换器8编程，借助16位字产生相应模拟电压，该模拟电压用作24ghz-vco7的调谐电压。通过这种方式产生具有相应于16位字的固定频率的24ghz信号。图1中所示的发射信号的生成因此通过顺序dac编程借助3*512个16位值实现，其存储在dac表中。

为了不离开规定的24ghz范围内的频带，所述dac表并非仅计算一次，而是在持续运行中定期更新，因为否则有可能例如通过温度和老化漂移引起频带损伤。

dac表的所述更新通过定期在单独的校准周期内的传感器内部频率计数进行。该构思的核心是直接在传感器内部反馈测量所设定的24ghz-vco频率。为此目的，将24ghz频率设定约1ms的持续时间。如图2可见，被分为多个频率级的信号被反馈至数字信号处理器20。为此借助分频器22反馈信号，该信号由频率计数器23分析。在此例如通过捕获比较单元对分频信号的周期时间进行高精度计数。该周期时间测量的分辨率和因此绝对精度等于6.67ns即150mhzdsp时钟的倒数。用于所设定24ghz频率的总分频因子在选择的雷达装置中为16*23136*26＝9624576，因此对于所设定的24.15ghz频率产生频率为24.15/9624576＝2509khz的计数信号。

借助测得的周期时间和已知的分频因子因此可计算实际出现24ghz频率。该计算的精度产生于khz范围内周期时间测量的相对精度，该相对精度由6.67ns/(1/2.509khz)＝1.6735*10^-5得出。在24.15ghz的24ghz频率下由此产生约404khz的绝对精度。

为了更新dac表、即数模转换器8表，特别有利的是，近似计算非线性的vco特征曲线，其描述所设定dac值和所产生24ghz频率之间的关系。为此目的，根据图3所示的图表对21个单个的、等距分布在待扫描的24ghz频带上的频率进行频率计数。图3在此示出校准期间的vco频率序列。借助21个所设定的dac值和对此测量或计算出的24ghz频率计算回归函数，借助于该回归函数为了lfmsk啁啾的希望的24ghz频率更新dac表。

借助快速、线性啁啾的雷达目标检测相对于慢速啁啾具有明显优势。图4中示出快速啁啾这种常见的发射信号变化曲线。图4示意性示出一组256个快速啁啾，它们在85μs内线性上升并且此后又几乎垂直下降。啁啾上升的起点和终点伴有短的平台，但也可省去其。

通过比较图1和4立即清楚频率啁啾斜率的差异。如图4所示，快速啁啾的高斜率和同时频率响应曲线的高线性度对于硬件技术生成发射信号提出特殊要求。

因此，由于数量级为10μs的过长等待时间例如借助通过spi接口编程的dac数模转换器8产生vco调谐电压不是太实用。

然而，为了实现短的、快速且陡峭的啁啾，上述用于调制慢速啁啾提出的方案，即通过顺序设定存储在dac表中的值实现希望的调谐电压变化曲线并且在传感器的持续运行中定期通过自校准更新该dac表对于实现快速啁啾十分有意义。

为此要解决一个问题，即应找到用于频率校准的有效方法，借助该方法可这样定期更新dac表，使得由此产生的快速啁啾具有希望的线性频率响应曲线。

调谐电压和由此产生的发射信号28的生成如图5所示进行。通过数字信号处理器20中的一个模块从内部dac表产生高速率的数字信号，其高电平的局部频率相应于dac表的相应值或在该时刻希望的调谐电压的电压电平。

通过借助低通滤波器26对数字信号29进行低通滤波实现希望的调谐电压30变化曲线。对此有利的是，该电压变化曲线和因此数字信号的频率分布可包含预失真，该预失真可补偿vco的非线性特征曲线，从而在发送信号28的产生的频率响应曲线中正好产生线性曲线。

类似于在如图1所示的生成慢速频率啁啾时有利的是，即使在生成快速啁啾时也执行定期的校准周期的构思，在所述校准周期中对一些24ghz频率进行直接计数。

由计数结果通过计算内部dac表来计算高速率的数字序列，其局部振幅频率代表希望的电压变化曲线，该电压变化曲线随后通过借助低通滤波器26的低通滤波实现。

频率恒定的计数校准方案也可能在快速啁啾中导致问题。恒定频率设定为相对高的1ms持续时间、其计数和由此计算出的dac表对于所产生的雷达测量啁啾发射信号而言仅在这样的情况下有代表性，即在设定每个单个发射频率后实现关于调谐电压和所产生的vco频率的稳态振动。这对于图2中所示的慢速啁啾发射信号来说是满足的。在根据图4的快速啁啾中该模拟也可能不存在。调谐电压范围或相应vco频率范围的快速通过可阻碍稳态振动的实现。

因此希望一种备选的校准方案，其规定直接借助快速啁啾进行频率计数。为了在测量技术上检测在快速啁啾通过时对于调谐电压变化曲线造成的所有瞬态效应，对于校准周期建立与常规雷达测量周期中相同的调谐电压变化曲线或vco频率响应曲线。频率响应曲线因此正好相应于图4所示的曲线，但在校准周期中尝试通过求频率计数的平均值在测量技术上检测多个快速啁啾内频率的实际响应曲线并且必要时调整基础的高速率数字序列。

用于所提出方法的雷达装置100是一种新型mmic101(单片微波集成电路)，如在图6中所使用的。在该mmic101中除了本来的24ghz-vco振荡器102外也集成了所有其它相关的24ghz部件、如混频器103、带通滤波器104、lna或者说放大器105和分频器106。

mmic可通过数字信号处理器108的spi接口107进行配置。尤其是spi接口107允许集成的分频器106在两个不同的分频因子之间进行转换。例如2²⁰＝1048576的第一分频因子如上所述能够将24ghz信号向下划分为频率约为23khz的信号。目前的恒定频率计数方案以该配置为基础。其规定恒定24ghz频率设定约为1ms并且对所向下划分23khz信号的每十个连续周期时间计数，类似于上面所描述的。

通过在雷达装置中使用新型mmic101备选地可设定例如2¹⁴＝16384的第二分频因子。该分频因子使得分频器输出信号具有约1.47mhz的频率。该频率的测量信号的一大优点是明显减少的约δtm＝0.68μs＝1/1.474mhz的测量时间。由此产生这样的时间分辨率，借助其可在根据图4的快速啁啾序列内测量频率响应曲线。另一方面单次测量的相对精度要低得多。由于在雷达装置中使用具有200mhz时钟的计数单元，因此对于δtm测量时间产生(1/200mhz)/δtm＝7.353*10^-3的相对精度。关于24.15ghz的系统中间频率产生177.57mhz的绝对精度。这表示，只有通过适当地组合大量单次测量才可实现可接受的精度。但这正是通过持续时间短的单次测量才能实现。

图7为此示出发射频率的具体变化曲线及其测量技术检测。在此图7实际示出测量情况。实线表示在无预失真时啁啾1和啁啾256的发射频率响应曲线，其通过图5所示的、对调谐电压的低通滤波平滑。该曲线也称为“真实滤波”。

虚线曲线示出通过理想、但不可实现的滤波产生的线性频率响应曲线。实际频率响应曲线的清楚可见的暂态响应产生于图5所示用于vco调谐电压的低通滤波器26的极限频率，其必须处于100khz数量级中，以便在滤波器输入端上足够好地抑制高速率数字信号的100mhz时钟频率。

由滤波器的极限频率所决定，其暂态周期处于10μs数量级中。这能实现用于提高频率测量精度的第一措施。图7中所示的第m个快速啁啾在位置n处的测量时间tm,n选择为5*δtm并且因此提高到约3.4μs。这表示，并非确定分频器输出信号的一个周期时间，而是五个连续周期时间之和。该测量的绝对精度虽然只有1/2000mhz，但其相对精度改善为(1/200mhz)/(5*δtm)＝1,471*10^-3。对于24.15ghz的系统中间频率，这使得这种单次测量的绝对精度改善为35.51mhz。

虽然从该测量时间上的计数计算出的频率仅表示所述间隔上的平均值，但可通过与测量时间相比更高的发射滤波器的暂态周期假设严格单调的发射频率响应曲线和因此测量时间内待测量的周期时间。这又允许近似假设，如此计算出的平均频率作为瞬时频率存在于测量间隔的中间。

除了计算出的位置n处第m个啁啾的频率，可借助计数器计算其时间位置，计数器在每个快速啁啾开始时启动并且其以100mhz的时钟速率增加计数。在频率计数信号的第一边沿的时间中——其触发第m个啁啾的第一测量间隔tm,1，计数器值相应于持续时间δtm。相对于啁啾开始，计算出的频率fmn的时间位置tm,n如下产生:

tm,n＝δtm+i之和，i＝1至n-1(tm,i)+0.5tm,n

在此应注意，用于不同啁啾的相应持续时间＝δtm是不同的，因为24ghz信号的相位和因此由其导出的频率计数信号的相位与数字信号处理器内生成的啁啾起始时刻不同步。

为了在一个快速啁啾内最大化频率测量次数，使用重叠的测量间隔，从而测得的第m个啁啾频率fm,n以间隔δtm＝0.68ps产生。这对于一个75μs啁啾长度产生约110个精度分别为35.51mhz的频率数量。

图8示出该原理。在其中频率计数信号作为矩形信号示出，而频率响应曲线作为上升信号示出。由此从频率计数信号和由其导出的测量间隔得到一个快速啁啾的频率测量点。

在此应注意，相邻测量间隔的频率误差是彼此独立的，尽管它们重叠，因为为此仅在相应测量间隔开始和结束时对测量信号边沿的检测是重要的。这也在图8中示出。

另一用于提高一个快速啁啾内频率响应曲线检测精度的步骤在于：适当地组合所有256个快速啁啾的所有各个频率测量点。这产生110*256＝28160个频率测量点。除了以35.51mhz精度测得的频率外，也可为第m个啁啾的第n个频率测量点的时间位置tm,n配置内部dac表的相应值，该值在此在发射信号生成时是重要的。因此产生(dacm,nfm,n)形式的频率测量点。

这些数量的测量点可以多种方式用来计算更新的dac表，其相应于具有足够精度的、希望的线性频率响应曲线。

例如也可通过三次回归由多个单个频率测量点来计算如下函数，该函数作为希望频率的函数提供dac值。于是三次多项式以下述形式表示：

dac＝a*f³+b*f²+c*f+d

回归系数a、b、c和d可根据已知方法由频率测量点确定。在此特征曲线测量精度通过大量单次测量明显提高。近似地在此可给出因子sqrt(n*m)，在此所观察的具体示例中对于计算出的特征曲线改善了167.8倍至约212khz。

因此，精度——关于200mhz带宽——约为千分之一并且因此足够用于基于特征曲线或系数a、b、c和d的重新测量可计算更新的dac表和由此产生的新的高速率比特序列，其补偿到目前为止仍固有的非线性。

应注意，所描述的补偿不仅用于发送滤波器的暂态过程，而且也一同检测并相应补偿vco特征曲线的非线性。

附图标记列表

1雷达装置

2发射分支

3接收信道

4接收信道

5发射信号

7振荡器

8数模转换器

9混频器

10混频器

11lo信号

12接收天线

13接收天线

14信号

15信号

16放大器

17放大器

18滤波器

19滤波器

20数字信号处理器

21模数转换器

22分频器

23频率计数器

26低通滤波器

27振荡器、vco

28发射信号

29数字信号

30调谐电压

100雷达装置

101mmic

102振荡器

103混频器

104滤波器和放电器

105放大器

106分频器

107spi接口

108信号处理器