本公开涉及测量电抗元件的电抗的电抗测量装置。
背景技术：
以往，已知测量电抗元件的电抗的电抗测量装置。所谓电抗元件，是具有电容性电抗的电容器、或、具有电感性电抗的电感器。例如专利文献1公开了一种装置，其测量预定的角频率下的电容器的电容性电抗，并计算出电容器的静电电容。
专利文献1所记载的装置首先对电容器施加具有预定的振幅的第1交流电压，并将此时流过电容器的电流转换成电压信号。接下来，使用乘法电路对上述的电压信号乘以相位比第1交流电压前进了π/2的第2交流电压。接下来，测量乘法电路的输出电压中的直流分量的电压，基于直流分量的大小与电容器的静电电容之间成立的关系式，计算电容器的静电电容。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平7－229941号公报
技术实现要素：
发明要解决的课题
在专利文献1所记载的装置中，在直流分量的大小与电容器的静电电容之间成立的关系式中出现第1交流电压的振幅的值、及第2交流电压的振幅的值。因此，计算的静电电容的值容易受到叠加在第1交流电压或第2交流电压上的噪声的影响。
因此，本公开是鉴于这些点而完成的，其目的在于提供一种能够抑制受到噪声的影响的电抗测量装置。
用于解决课题的手段
在本公开的一个技术方案中提供一种电抗测量装置，包括：串联电路，其具有包含第1电阻器的第1电路、和与上述第1电路串联并包含电抗元件的第2电路；第1电压生成部，其生成具有预定的频率的第1交流电压并施加给上述串联电路；第2电压生成部，其生成具有与上述第1交流电压相同频率、且相对于上述第1交流电压具有预定的相位差的第2交流电压；乘法部，其将上述第2交流电压和上述第2电路的电压相乘从而生成乘积电压；测量部，其测量上述乘积电压的直流分量的电压；相位偏移量计算部，其基于上述第2交流电压相对于上述第1交流电压的上述相位差与上述乘积电压的上述直流分量的电压的关系，计算上述第2电路的电压相对于上述第1交流电压的相位偏移量；以及电抗计算部，其基于上述相位偏移量计算部所计算的上述第2电路的电压相对于上述第1交流电压的相位偏移量，计算上述电抗元件的电抗。
上述第2电路也可以包含与上述电抗元件并联的第2电阻器。在此情况下，上述第2电路也可以包含将上述电抗元件与上述第2电阻器并联的一对电线。在此情况下，上述电抗元件也可以被配置在被设置在从内燃机排出的废气的排出流路上的柴油颗粒过滤器内，并包含经由上述一对电线而与上述第2电阻器并联的一对电极。
发明效果
根据本公开，能够抑制在电抗测量装置中电抗元件的电抗的测量结果受到噪声的影响。
附图说明
图1是表示包含电抗元件的电路的图。
图2是表示本实施方式的电抗测量装置的构成的框图。
图3是表示本实施方式的电抗测量装置的构成的电路图。
图4是表示装入有电抗测量装置的车辆的图。
图5是表示本实施方式的一变形例的电抗测量装置的构成的电路图。
具体实施方式
[测量原理]
首先，参照图1，说明本实施方式的电抗测量装置测量电抗元件的电抗的原理。图1是表示包含作为测量对象的电抗元件的电路的图。在本实施方式中，以电抗元件为具有静电电容C的电容器322的例子进行说明。电路包含具有电阻值R1的第1电阻器311、具有电阻值R2的第2电阻器321、以及具有静电电容C的电容器322。第1电阻器311与电容器322串联。第2电阻器321与电容器322并联。
在本实施方式中，首先，对电路施加由式(1)表示的正弦函数的第1交流电压V1。
V1＝a1·sin(ωt)···(1)
在此情况下，电容器322的电压VL由式(2)表示。
VL＝b·sin(ωt+θ)···(2)
θ表示因电容器322引起的、电压VL相对于第1交流电压V1的相位偏移量。
在电压VL相对于第1交流电压V1的相位偏移量θ与角频率ω下的电容器322的电抗X之间，关系式(3)成立。
tanθ＝－R1R2/{X(R1+R2)}···(3)
如通过将式(3)变形而得到的式(4)所示，如果知道相位偏移量θ，则能够计算出电容器322的电抗X。
X＝－R1R2/{tanθ(R1+R2)}···(4)
在电容器322的电抗X与静电电容C之间，关系式(5)成立。
X＝1/(ωC)···(5)
因此，如式(6)所示，如果知道相位偏移量θ，则能够计算出电容器322的静电电容C。
C＝－{tanθ(R1+R2)}/(ωR1R2)···(6)
接下来，说明计算上述的相位偏移量θ的方法。
首先，生成具有与第1交流电压V1相同的角频率ω、且相对于第1交流电压V1具有相位差α的第2交流电压V2。
V2＝a2·sin(ωt+α)···(7)
接下来，将第2交流电压V2与施加在电容器322上的电压VL相乘。将作为相乘的结果而得到的乘积电压VX表示为式(8)。
VX＝(a2·b/2)·{cos(α－θ)－cos(2ωt+α－θ)}···(8)
乘积电压VX包含随着时间以角频率2ω变化的交流成分AC、以及不随着时间而变化的直流分量DC。
AC＝－(a2·b/2)·cos(2ωt+α－θ)···(9)
DC＝(a2·b/2)·cos(α－θ)···(10)
接下来，从乘积电压VX取出直流分量DC以测量直流分量DC的电压。例如，通过使用具有比角频率2ω充分低的截止频率的低通滤波器，从而从乘积电压VX除去交流成分AC，测量直流分量DC的电压。
如从式(10)可知，直流分量DC的电压随着(α－θ)的值例如以如下的方式变化。
·在(α－θ)＝0时表示极大值。
·在(α－θ)＝π/2的前后从正向负与DC＝0的线交叉。
·在(α－θ)＝π时表示极小值。
·在(α－θ)＝3π/2的前后从负向正与DC＝0的线交叉。
因此，能够基于相位差α与直流分量DC的电压的关系，来计算相位偏移量θ。例如，能够探索表示直流分量DC的电压为极大值的相位差α，从而计算出相位偏移量θ。
除此之外，也能够基于将在使相位差α在0～2π的范围内变化的情况下得到的直流分量DC的电压的数据，用最小二乘法等方法近似成正弦函数后的结果，来计算相位偏移量θ。
能够基于用上述的方法计算的相位偏移量θ，使用式(4)及式(6)来计算电容器322的电抗X及静电电容C。
根据上述的方法，能够基于相位差α与直流分量DC的电压之间的相对关系，来计算相位偏移量θ。因此，相位偏移量θ的计算结果难以受到因噪声而引起的直流分量DC的电压的变动的影响、及直流分量DC的电压的测量误差的影响。因此，能够精度良好地计算电容器322的电抗X及静电电容C。
[电抗测量装置的构成]
以下，说明基于上述的测量原理来测量电抗元件的电抗的电抗测量装置的构成。图2是表示本实施方式的电抗测量装置10的框图。此外，图3是表示本实施方式的电抗测量装置10的电路图。
电抗测量装置10包括第1电压生成部21、第2电压生成部22、串联电路30、乘法部41、测量部42、以及计算部43。以下，说明电抗测量装置10的各构成要素。
第1电压生成部21例如包含直接数字合成器(DDS)。第1电压生成部21生成具有预定的角频率ω的第1交流电压V1并施加给串联电路30。
第2电压生成部22生成具有与第1交流电压V1相同的角频率ω、且相对于第1交流电压V1具有预定的相位差α的第2交流电压V2。第2电压生成部22例如能够基于后述的MPU经由I/O接口输出的控制信息，将相位差α设定为0～2π的任意的值，生成第2交流电压V2。
在使用含有多个芯的DDS的情况下，能够使用第1芯来生成第1交流电压V1，并使用第2芯来生成第2交流电压V2。
串联电路30包含第1电路31及第2电路32。第2电路32与第1电路31串联。如图3所示，第1电路31包含上述的第1电阻器311。第2电路32包含上述的第2电阻器321及作为电抗元件的电容器322。
乘法部41例如是模拟乘法器。乘法部41将输入端子X1与输入端子X2之间的电压、和输入端子Y1与输入端子Y2之间的电压相乘，并将作为相乘的结果而得到的乘积电压VX从输出端子OUT输出。
乘法部41的输入端子X1、X2为了测量包含电容器322的第2电路32的电压VL而与第2电路32连接。另外，所谓“第2电路32的电压”，是至少将电容器322夹在中间的第2电路32的2点之间的电压。例如，乘法部41的输入端子X1、X2被连接在第2电路32的电容器322的两端。此外，乘法部41的输入端子Y1、Y2被连接在第2电压生成部22的两端。通过使用这样连接的乘法部41，从而能够得到将第2电路32的电压(以下，称为第2电路电压)VL和第2电压生成部22的第2交流电压V2相乘后的乘积电压VX。
测量部42例如包含低通滤波器421及AD转换器422。低通滤波器421的输入端子与乘法部41的输出端子OUT连接，低通滤波器421的输出端子与AD转换器422的输入端子连接。低通滤波器421具有比乘积电压VX的角频率2ω低的截止频率。因此，低通滤波器421能够从具有交流成分AC及直流分量DC的乘积电压VX除去交流成分AC并将直流分量DC输入到AD转换器422。AD转换器422测量直流分量DC的电压。AD转换器422将直流分量DC的电压的测量结果作为数字信号输出到计算部43。
计算部43例如通过具有CPU及I/O接口的MCU来实现。计算部43通过执行被存储在未图示的存储介质中的程序，从而作为相位偏移量计算部431、电抗计算部432及相位控制部433而发挥功能。
相位偏移量计算部431基于第2交流电压V2相对于第1交流电压V1的相位差α与乘积电压VX的直流分量DC的电压的关系，来计算第2电路32的电容器322的第2电路电压VL相对于第1交流电压V1的相位偏移量θ。例如，相位偏移量计算部431探索表示直流分量DC的电压为极大值的相位差α，计算相位偏移量θ。电抗计算部432基于相位偏移量计算部431所计算的相位偏移量θ，使用上述的式(4)及式(6)来计算电容器322的电抗X及静电电容C。
相位控制部433控制第2交流电压V2相对于第1交流电压V1的相位差。具体而言，相位控制部433对第2电压生成部22设定第2电压生成部22所输出的第2交流电压V2的相位差α。相位控制部433例如经由输出接口对第2电压生成部22输出与相位差α对应的控制信息。
[电抗测量装置的动作]
以下，说明电抗测量装置10的动作。
首先，第1电压生成部21生成第1交流电压V1并施加给串联电路30。其结果，在串联电路30的第2电路32中产生相对于第1交流电压V1具有相位偏移量θ的第2电路电压VL。第2电路电压VL被输入到乘法部41。
接下来，第2电压生成部22生成第2交流电压V2并输入到乘法部41。乘法部41将第1交流电压V1和第2电路电压VL相乘而生成乘积电压VX，并将乘积电压VX输入到测量部42的低通滤波器421。
低通滤波器421从乘积电压VX除去交流成分AC而取出直流分量DC，并将直流分量DC输入到AD转换器422。AD转换器422测量直流分量DC的电压，并将测量结果输入到计算部43。
计算部43的相位偏移量计算部431探索表示直流分量DC的电压为极大值的相位差α，计算相位偏移量θ。电抗计算部432基于相位偏移量计算部431所计算的相位偏移量θ，使用上述的式(4)及式(6)来计算电容器322的电抗X及静电电容C。
[电抗测量装置的应用例]
接下来，说明本实施方式的电抗测量装置10的一个应用例。在此，说明使用电抗测量装置10，对被设置在从内燃机到大气的废气的排出流路上的柴油颗粒过滤器(以下，称为DPF)中的碳尘等颗粒状物质(以下，称为PM)的堆积量进行检测的例子。
图4是表示装入有电抗测量装置10的车辆1的图。在图4所示的例子中，附图标记323所示的一对电极相当于使用电抗测量装置10测量电抗及静电电容的对象即电容器322。一对电极例如是用于检测DPF中的PM的堆积量的传感器的电极。
一对电极323以DPF63中的PM的堆积量与一对电极323之间的静电电容一一对应的方式构成。例如，一对电极323与本件发明人做出的在先申请即日本特开2011－153581号公报(将其内容作为参照援引于此)的情况相同，是以在半径方向上相对的方式呈同心状地配置的一对圆筒状的电极。除此之外，一对电极323也可以是以在废气的流动方向上相对的方式配置的网状的电极。
以下，说明车辆1的构成、及将电抗测量装置10装入在车辆1中的优点。
车辆1包括电抗测量装置10、内燃机61、排出路径62、以及DPF63。电抗测量装置10被构成为包含电路基板，该电路基板搭载有第1电阻器311、第2电阻器321等构成要素。
内燃机61例如是柴油引擎。排出路径62将在内燃机61中产生的废气排出。DPF63被设在排出路径62上。DPF63捕集废气中所含有的PM。通过使DPF63升温，从而能够使堆积在DPF63中的PM燃烧而将其除去。
在DPF63的内部配置有一对电极323。一对电极323经由一对电线324而与电抗测量装置10的电路基板上的第2电阻器321并联。电线324例如是线束。通过经由电线324而将电路基板上的第2电阻器321和电极323连接，从而能够抑制DPF63的热影响波及到被搭载在电路基板上的电抗测量装置10的构成要素。
流过排出路径62的PM堆积在一对电极323之间。在此情况下，一对电极323之间的静电电容随着堆积在一对电极323之间的PM的堆积量而变化。因此，通过使用电抗测量装置10测量一对电极323之间的静电电容，从而能够计算一对电极323之间的PM的堆积量，并基于该结果来推测DPF63的内部的PM的堆积量。此外，能够基于DPF63的内部的PM的堆积量的推测值，来适当地控制使堆积在DPF63中的PM燃烧的定时。
＜本实施方式中的效果＞
本实施方式的电抗测量装置10首先对具有包含第1电阻器311的第1电路31、以及包含电容器322的第2电路32的串联电路30施加第1交流电压V1，得到相对于第1交流电压V1产生了因电容器322而引起的相位偏移量θ的第2电路电压VL。接下来，将第2电路电压VL和具有相对于第1交流电压V1的相位差α的第2交流电压V2相乘，得到包含随着时间以角频率2ω变化的交流成分AC、以及不随着时间而变化的直流分量DC的乘积电压VX。接下来，使用低通滤波器等，从乘积电压VX除去交流成分AC从而取出直流分量DC，并测量直流分量DC的电压。接下来，基于直流分量DC的电压、与第2交流电压V2相对于第1交流电压V1的相位差α的关系，计算因电容器322引起的第2电路电压VL的相位偏移量θ。接下来，基于相位偏移量θ计算电容器322的电抗X及静电电容C。
在这样分析VL、V2的相位来计算电抗X及静电电容C的情况下，电抗的测量值相对于V1、V2的振幅的波动不具有灵敏度。因此，只要能够产生可得到充分的SN比的大小的信号即可，因为不需要控制振幅、也不限于考虑时效变化所导致的振幅的变化，所以能够使振荡器的构造简便。
此外，因为也不需要测量V1、V2的振幅，所以能够简化硬件、软件的构成。
此外，V2相对于直流分量DC的电压的V1的某个相位差处的各个测量值其本身不直接反映电抗X及静电电容C的值。因此，能够抑制在因噪声而引起的直流分量DC的电压的变动的影响下电抗X及静电电容C的计算值变动。此外，能够抑制在直流分量DC的电压的各个测量误差的影响下电抗X及静电电容C的值的计算精度降低。
此外，电抗测量装置10的第2电路32包含与电容器322并联的第2电阻器321。因此，因为能够减小第2电路32针对噪声的阻抗，所以能够抑制在叠加在直流分量DC上的噪声的影响下电抗X及静电电容C的计算值变动。这样的在因为电容器322经由一对电线324被连接在电路基板上，所以噪声容易经由电线324而叠加在第2电路电压VL上的情况下，第2电阻器321的作用尤其变得显著。
此外，通过经由一对电线324将电容器322并联在第2电阻器321上，从而能够将第1电阻器311、第2电阻器321等电路元件从电容器322远离。因此，能够抑制第1电阻器311、第2电阻器321等电路元件受到电容器322及电容器322的周围的热影响。因此，能够精度良好地计算被配置在车辆1的DPF63等高温的零件的内部的一对电极323之间的电抗X及静电电容C。
以上，使用实施方式说明了本公开的形态，但是，本发明的保护范围不限定于上述实施方式所记载的范围。对上述实施方式施加多种变更或改良对于本领域技术人员来说是显而易见的。从权利要求书的记载显而易见，施加了那样的变更或改良的形态也能够被包含在本发明的保护范围内。
(电抗元件为电感器的例子)
例如，在本实施方式中，以成为电抗的测量对象的电抗元件为具有静电电容C的电容器322的例子进行说明，但是，不限于此。在电抗元件为电感器的情况下，电抗测量装置10也能够测量其电抗X及电感L。以下，参照图5说明本变形例。图5是表示本变形例的电抗测量装置10的构成的电路图。
本变形例的电路包含具有电阻值R1的第1电阻器311、具有电阻值R2的第2电阻器321、以及具有电感L的电感器325。第1电阻器311与电感器325串联。第2电阻器321与电感器325并联。因为电感器325的配置与上述的本实施方式中的电容器322的配置相同，所以在第2电路电压VL相对于第1交流电压V1的相位偏移量θ与电感器325的电抗X之间，上述的关系式(4)成立。
在电容器322的电抗X与静电电容C之间，关系式(11)成立。
X＝ωL···(11)
因此，能够使用上述的式(4)及式(11)，如下所述基于相位偏移量θ计算电感器325的电感L。
L＝－R1R2/{ωtanθ(R1+R2)}···(12)
(电抗测量装置的其它应用例)
上述的在本实施方式中，示出了电抗测量装置10被装入在车辆1中的例子，但是，电抗测量装置10的应用例不限于此。能够在各种用途中使用电抗测量装置10来计算电抗元件的电抗。
本申请基于2015年12月10日申请的日本国专利申请(特愿2015-241374)，将其内容作为参照援引于此。
工业实用性
根据本公开，在能够抑制电抗测量装置中的电抗元件的电抗的测量结果受到噪声的影响这一点上有用。
附图标记说明
10 电抗测量装置
21 第1电压生成部
22 第2电压生成部
30 串联电路
31 第1电路
311 第1电阻器
32 第2电路
321 第2电阻器
322 电容器
323 电极
324 电线
325 电感器
41 乘法部
42 测量部
421 低通滤波器
422 AD转换器
43 计算部
431 相位偏移量计算部
432 电抗计算部
433 相位控制部
61 内燃机
62 排出路径
63 柴油颗粒过滤器(DPF)