本发明涉及用于产生和探测样品的瞬态磁化的一种设备和一种方法，该设备和该方法例如应用在电子自旋共振波谱学和核磁共振波谱学中，该设备和方法还应用于实验物理学、医学技术、材料科学或地球科学中。
背景技术：
在电子自旋共振波谱学(esr，electronspinresonancespectroscopy，也称为epr，electronparamagneticresonance：电子顺磁共振)和核磁共振波谱学(nmr，nuclearmagneticresonancespectroscopy)中，使样品在静态均匀的、静态非均匀的或动态的(脉冲非均匀的)磁场(通常称为b0)中经受附加的高频电磁交变场(在esr中大多在1至263ghz之间的微波范围内)(通常称为b1)。
通过耦合具有适当频率和极化的交变场(b1)，引起样品的原子核排布和/或电子排布的离散自旋态的能级之间发生跃迁，这又导致在交变场中能够探测到吸收过程。由所探测的吸收过程可以确定样品的各种材料分析信息。在此，线性极化场b1通常垂直于b0定向。
因此，能够通过esr或nmr实验表征的样品都是可磁化的样品、即顺磁样品(不成对电子，esr)或具有如下原子核的样品(nmr)，该原子核具有由于奇数个核子所引起的“净核自旋(nettokernspin)”。样品不仅可以是液态的、固态的，或者也可以是气态的。在下文中，如上述介绍的那样，术语“样品”始终用于可磁化样品的意义上。
为了唯一明确地表征所述自旋态的能量差(共振能)以及所属谱线的能量差(频谱分量)，可以根据δe＝h·ω＝γ·b0·h＝g·μb·b0(h＝普朗克常数，μb＝波尔磁子，ω＝磁场的进动角频率)选择性地使用旋磁比γ或所谓的g因子(也称为朗德因子)。在此，g因子不一定是各向同性的并且必要时必须作为张量处理。在此，频谱分量不仅取决于g因子，而且例如也取决于与相邻核自旋和电子自旋的耦合。在此，例如可以通过样品内的微观磁相互作用来进一步修改自旋态的能量差，这然后可以通过所谓的完整哈密顿相互作用算子(hamiltonwechselwirkungsoperator)来描述。以下仅借助待研究的自旋态的共振情况来阐释这种复杂关系，而不再进一步阐述相应的相互作用。在共振情况下，频率相应于所谓的拉莫尔频率(lamorfrequenz)。
在通过b1场激励的共振情况下产生所谓的拉比振荡(rabi-oszillation)。该拉比振荡是与外部的周期性力(例如振荡的磁场)相互作用的量子力学的二能级或多能级系统中的振荡。如果激励频率接近跃迁的共振频率，则状态的占用以一个也称为拉比频率的频率振荡。
通常在共振频率或尽可能接近共振频率的情况下执行esr和nmr实验，除非另有说明，在下文中也以此为前提。
在所谓的“连续波(英语：continuouswave)”esr实验或nmr实验中，在交变磁场(b1)的连续照射并且可能同时改变磁场(b0)的强度的情况下确定如下能量，该能量相应于自旋系综(spinensemble)的不同能级之间允许的或弱禁止的跃迁(共振情况)。
在所谓的脉冲esr实验或nmr实验中，在静态或动态的(时间上和或空间上变化的)磁场b0的情况下，借助强电磁脉冲(b1)(瞬态磁场)激励样品的宏观磁化定向围绕样品中的有效磁场方向进动，并且探测其弛豫过程以及进动频率。弛豫过程也称为瞬态(时间上变化的)磁化，或者说探测到所谓的瞬态信号。瞬态磁化在其持续时间方面受到自旋晶格弛豫时间(t1)和自旋-自旋弛豫时间(t2)的限制。对于esr实验来说，这些时间处于亚纳秒至秒的范围内，但通常的测量窗口处于1ns至1ms之间。
为了避免激励期间的弛豫过程，由此明显简化实验的建模，施加瞬态磁场(b1(t,ω))的时间段必须短于弛豫时间。因为样品的弛豫时间在esr的情况下可能处于亚纳秒范围内，所以对于确定的样品来说，需要持续时间在亚纳秒范围内(<1ns)的瞬态磁场。在此，瞬态磁化的持续时间通过与晶格弛豫时间(t1)以及自旋-自旋弛豫时间(t2)的关系而取决于样品。
在脉冲esr实验或nmr实验的情况下，磁场b0可以是在位置上线性变化的磁场(梯度场)，该磁场例如用于基于磁共振的成像方法中。
以下进一步解释物理学基础。在经典力学中，磁偶极矩
由(0.1)得出，基于自旋的磁化ms以相应于所谓的拉莫尔频率ωl＝-γ·b0的角速度实施围绕b0场的轴线的进动，该磁化与磁场b0成一个角度。例如可以通过所施加的时间上变化的、垂直于b0定向并且具有频率ωl的磁场b1来实现磁化ms的偏转，使得ms围绕b1场的轴线旋转。因为
其中，t＝时间，
在m.prisner等人的文章1《pulsedeprspectroscopy：biologicalapplications》(物理化学年度评论52期，2001年，第279-313页)中提供了关于对生物样品的脉冲esr实验的概述，并且在r.benn和h.grünther的文章2《modernpulsemethodsinhigh-resolutionnmrspectroscopy》(应用化学国际版，第22卷，1983年，第350-380页)中提供了关于脉冲nmr实验的概述。
在de4223909c2中公开一种用于医学技术的用于测量磁共振的设备，在该设备中，螺线管线圈(solenoid-spule)用于产生磁场b0。用作发送或接收装置的装置由裂环谐振器(spaltringresonator)构成。此外，设置有用于探测谐振信号的耦合装置，该耦合装置由耦合回路实现。其他电路单元补全该设备。
在de4412064a1中公开一种称为电子自旋共振脉冲波谱仪的设备。该设备具有用于产生采样信号(测量信号)的第一微波振荡器、b1以及用于产生较低微波频率的辅助信号的第二微波振荡器。附加地设置有第一混合器和脉冲整形通道，它们用于产生具有适用于电子自旋共振脉冲实验的脉冲长度的混合信号，还设置有用于探测的谐振器。
在us2014/0210473a1中公开一种电子自旋共振波谱仪，其配备有作为发送和接收设备的探针头(tastspitze)。在此，用于发送设备的激励场(b1)在该发送设备外部产生并且借助合适的模块(mittel)引导到探针头中。该波谱仪也可以在脉冲模式中运行，其中，脉冲和信号的检测持续一段时间，但这无法实现时间分辨地检测样品的瞬态磁化。
esr实验或nmr实验面临的一个挑战是，借助集成电路技术实现成所谓的“单芯片”(单芯片处理器)实施方案，与传统实施方案相比，该实施方案用户友好地、微型化地并且成本有利地构型实验应用。
在t.yalcin和g.boero的文章3《single-chipdetectorforelectronspinresonancespectroscopy》(科学仪器评论79期，2008年，第094105-1-6页)中公开一种“单芯片”esr波谱仪，其以连续波模式工作。该探测器的以所谓的cmos(complementarymetal-oxide-semiconductor：互补金属氧化物半导体)技术实施的主要部件是：两个压控lc振荡器——也称为vco(英语：voltage-controlledoscillator)、混频器、滤波放大器、两个分频器、信号调节器以及作为探测器的锁相环。附加地，必须提供一种用于产生磁场b0的装置和用于连接波谱仪的装置。
在wo2005/073695a1中公开的布置在芯片上的设备包括：用于产生预确定方向的磁场的装置、发送设备和接收设备，该发送设备还包括印制导线，该接收设备包括对磁阻进行检测的传感器。
在us2014/0091802a1中公开一种单芯片esr波谱仪，该波谱仪可以脉冲地以及在连续波模式中运行，并且还可以以cmos技术实施。该波谱仪具有用于产生预确定方向的磁场的装置，该波谱仪还具有由lc-vco和放大器构成的发送设备，脉冲发生器被耦合到该发送设备上并且该发送设备给谐振器馈电。在此，同一谐振器或一个其他的谐振器作为接收设备被接入。此外，该接收设备由放大器、混频器和基带放大器构成。
在us2014/0097842a1中公开一种用于确定样品的磁共振或瞬态磁化的方法，借助us2014/0091802a1中的设备执行该方法。该方法包含以下步骤：
-借助集成的振荡器电路装置产生振荡扫描信号，
-借助集成的放大器放大振荡扫描信号，
-借助集成的接收器-放大器电路接收样品的esr信号，
-借助集成的接收器-放大器电路放大样品的esr信号，
-为了获得基频信号，借助集成的混频器电路对放大的esr信号进行下变频，
-借助集成的基频放大器电路放大基频带信号，其中，
-所有开关单元集成在芯片上。
由现有技术已知的基于谐振器的esr和nmr波谱仪的缺点在于：为了保护该波谱仪中的低噪声前置放大器，必须在(瞬态磁场的)脉冲期间例如通过受时间限制的保护脉冲来使该前置放大器与谐振器解耦合(消隐)，使得在(保护)脉冲之后才能够实现磁化的探测。这基于以下事实：在谐振器中，将电磁能转换成b场需要大的电功率(>100w或在微波谐振器的情况下稍小)，这些电功率被输送到谐振器中。如果不进行解耦合，则所述大的电功率将会使前置放大器或读取电子装置饱和，或者说甚至破坏前置放大器或读取电子装置。
技术实现要素：
本发明的任务在于，说明用于产生和探测样品的瞬态磁化的一种设备和一种方法，借助该设备和该方法可以时间分辨地检测瞬态磁化，并且与现有技术相比，该设备简化地构造、能量高效地工作并且能够实现在瞬态激励期间探测瞬态磁化。
该任务通过权利要求1和13来解决。有利的实施方案是从属权利要求的主题。
用于在根据本发明的设备中产生预确定方向的磁场的模块例如通过超导磁体或任意实施方案的电磁体或永磁体实现。所产生的磁场是静态的并且相应于磁场b0，所述磁场用于对适用于磁化的样品进行磁化。在此，只要根据共振条件来选择进行激励的b1磁场的频率，则磁场可以具有任意强度。
样品可以是固态、气态和液态的样品。液态样品例如可以在玻璃毛细管中被置于平面结构上(例如cmos技术中)。对于b1的直至所谓的x频带(大约10ghz)的较低频率，lc振荡器的线圈也可以实现成容积线圈，可以将具有液态样品的毛细管引入到所述容积线圈中，或者该lc振荡器的线圈可以与用于将样品输送到探测器中的(微)流体系统组合。
样品位置是设备中的如下位置：在所述位置处布置有样品，并且在所述位置处不仅施加磁场(b0)而且必要时也施加瞬态磁场(b1)。在此，可以设置有用于固定和存放样品的模块。
发送设备(该发送设备同时也用作接收设备)由lc振荡器构成，该lc振荡器的振荡频率取决于该lc振荡器的感性元件的值。这例如可以是hartley振荡器、colpitts振荡器或armstrong振荡器或lc振荡回路振荡器。这些lc振荡器不仅可以实施成具有固定工作频率的lc振荡器，而且也可以通过使用可调谐的(电的或机械的)电感和/或电容设计用于整个频带。
在此，lc振荡器的各个电路元件可以实施成集成电路或微型化地实施(例如以cmos技术)，但这些实施方案不是设备功能的前提条件。
在此，如果lc振荡器产生垂直于b0定向的附加瞬态磁场，则lc振荡器用作发送设备。然而在此，根据本发明如此选择lc振荡器的装置，使得样品或样品位置处于lc振荡器的近场内。
在此，对于根据本发明的设备和根据本发明的方法，近场可以理解为lc振荡器的如下场：在该场内，b1场的旋度、以及由于divb＝0所以整个b1场决定性地由感性元件中的电流密度j所确定：以
lc振荡器中的瞬态磁场b1(t,ω)(即具有受时间限制变化的频率的磁场)可以通过适当地将电压馈送到压控电容(变容二极管)中而产生。在此，变化的形式不受限制，并且例如可以呈阶梯形、锯齿形或尖峰。
作为时间和频率的函数的瞬态磁场b1(t,ω)能够缩短到比瞬态磁化短如此多的时间段上，使得脉冲期间的弛豫效应能够被忽略。因为样品在esr情况下的瞬态磁化可能处于亚纳秒范围内，所以对于确定的样品来说，需要持续时间处于亚纳秒范围内(<1ns)的瞬态磁场。
此外，在根据本发明的解决方案中，有利地，可以在施加瞬态磁场期间探测样品的瞬态磁化，因为与从现有技术已知的基于谐振器的esr探测器的情况不同，不需要保护探测电子装置免受强电磁激励脉冲的影响。这基于以下事实：在lc振荡器用作发送设备和接收设备的情况下，用于激励样品的磁化的b1场在振荡器自身中由线圈中的电流所以产生。在此，由于电流非常良好地转换成b1场(毕奥-萨伐尔定律，近场)中，所以对于大于1mt的b1场来说，运行中产生的电流(视线圈尺寸而定，所述电流处于10ma至200ma)就是足够的，这又能够实现所需的短脉冲(10mt相应于约1ns的脉冲长度)。在此，振荡器在用于产生常见场强的运行中不会损坏或发生不可逆变化。该测量的时间分辨率和灵敏度得以改善。这主要通过如下实现：测量可以更早开始(甚至还在激励/脉冲期间)，并且因此可以在开始出现明显弛豫效应之前就开始。
相应于样品的要求和样品中自旋系综的期望操纵来选择瞬态磁场的持续时间、数量和形状。
在最简单的情况下，应根据样品如此选择脉冲长度，使得将样品中的磁化倾斜θ＝90°(θ＝γ·b1·τ脉冲，τ脉冲＝施加谐振的b1场的持续时间，γ＝旋磁比)，因为如此使横向磁化最大化。这也由根据本发明的lc振荡器探测到。然后一般来说，如果这对于分别专用的实验是有利的，则也可以调节或使用任意其他旋转角。
借助根据本发明的设备可以使b1场的强度变得足够大，以便例如产生τ脉冲处于亚纳秒范围内的90°脉冲长度(θ＝90°)，使得由此结合在激励期间探测的可能性，即使对于具有短t2弛豫时间的样品也可以直接测量所谓的拉比振荡。在此，通过适当选择振荡器馈电电压或振荡器静止电流、以及通过适当选择与由频率决定的电容成比例的线圈电感来调节b1场的强度。
馈送在压控电感或压控电容上的电压以时间相关的波形形式存在。时间相关的波形通过如下方式进行表征：所述波形包含电压强度的受限持续时间的变化。电压的变化导致压控lc振荡器中产生具有变化的频率的瞬态磁场b1(t,ω)。在此，取决于变容二极管的实现方式，电压的升高或降低要么会导致频率降低、要么会导致频率升高。在比谐振频率低的振荡频率情况下运行lc振荡器的优点是：lc振荡器整体上可以设计用于较低的振荡频率。在比谐振频率高的振荡频率情况下运行lc振荡器的优点是：简化信号解调。在此，所述变化的形式同样不受限制并且例如可以如所提及的那样，构造成阶梯形、锯齿形或尖峰。频率的选择取决于样品的谐振频率情况下所需的功率密度。相应于通过样品预确定的对瞬态磁场的要求来选择时间相关的波形的持续时间、数量和形状(见上文)。
此外，为了产生具有确定相位的瞬态磁场，如相应于一种实施例那样，可以将lc振荡器实现在具有可切换的参考频率和相位的锁相环中。
因为一旦lc振荡器接通，电流就流过lc振荡器的线圈，所以也直接产生b1场。然而b1场的幅度需要一定时间才达到所期望的值。因此，将lc振荡器从第一频率切换到第二频率(谐振频率)是有利的，该第一频率离谐振频率足够远以便在样品中不引起激励，因为这样振荡过程会减小到可忽略的极短的幅度变化。在此，对于不应发生样品磁化的激励的时间，通常应该将lc振荡器恒定地运行在第一频率下，以便避免或显著减小振荡过程。
将时间相关的第一波形作为控制电压提供给lc振荡器。
在必要时借助其他电路元件的情况下，将在此同样时间相关的第二波形馈送到lc振荡器的馈电电压上，该第二波形足以调节lc振荡器的瞬态磁化的包络线。
由lc振荡器如此产生的瞬态磁场b1(t,ω)至少在频率和包络线上足以使b0场中的样品的磁化从其平衡位置偏移出来。这例如适用于用于探测拉比振荡、自旋回波的实验，或在简单fid(freeinductiondecay：自由感应衰减)测量的情况下，适用于单个脉冲。
将用于产生时间相关的第一和第二波形(这些波形被馈送到lc振荡器中)的模块用作用于操控lc振荡器装置的模块。所述模块例如是数模转换器，其由个人计算机、fpga(fieldprogrammablegatearray：现场可编程门阵列)、微控制器、“任意波形”发生器或用于简单斜坡或脉冲的函数发生器所控制。
与作用在样品上的瞬态磁场b1(t,ω)同时地和/或与该瞬态磁场存在时间顺序地探测样品的(瞬态)磁化的时间相关的变化。样品磁化的变化引起lc振荡器的感性元件的变化，这可以作为lc振荡器在同一输出电压中的振荡频率和/或振荡幅度的变化被探测。为此，量取lc振荡器的输出电压，并且必要时在内部电压节点处直接量取振荡器的幅度解调信号。
借助连接在lc振荡器装置后面的解调装置来检测振荡频率和/或振荡幅度中的变化。在此，如分别相应于实施方式那样，要么借助频率解调器要么借助幅度解调器来实现解调。频率解调器与幅度解调器的组合相应于另一实施方式。根据所选择的转换器或调制器，在转换或解调之前或之后实现将模拟信号转换成数字信号。
将经转换的和/或经解调的数字信号提供给数字式数据处理装置。在那里，借助如下模块来进一步处理这些数字信号：该模块用于基于线圈的瞬态电感和瞬态电阻模型来确定样品磁化的频谱分量，该模块被提供在数据处理设备上。所述频谱分量(样品的原始谱线)又用于求取谐振能量，该谐振能量例如通过朗德因子(g因子/g张量)或样品的谐振频率与b0的比例表示。
接下来以四部分来介绍线圈的瞬态电感和瞬态电阻模型：
1.复数磁化率/磁导率；
2.用于对在连续波条件下使用lc振荡器来操纵和探测样品磁化进行建模的现有技术；
3.根据本发明的对瞬态条件下使用lc振荡器来操纵和探测样品磁化的建模；
4.振荡频率、lc振荡器的幅度、所使用的感性元件的电感以及有效电阻之间的关系。
为了阐述应注意，lc振荡器的在振荡器不受影响地振荡时存在的自由振荡频率ωosc0与受样品磁化影响的振荡频率ωosc,χ不同。附加地，也考虑振荡频率是ωosc的一般情况。
1.复合磁化率/磁导率
在b1场的(样品相关的)频率足够低的情况下，在线性样品内，b1场与磁场强度h1彼此成比例。这相应于样品的实数的(reellwertige)相对磁导率μr和磁化率χm，其关系是μr＝1+χm。在b1场的更高频率的情况下，在b1场与场强h1之间可能产生时移。对于正弦形时间变化过程的特殊情况，根据
可以将该时移映射成样品的复数磁导率和复数磁化率。
复数的磁导率和磁化率例如在n.bloembergen和r.v.pound的文章4《radiationdampinginmagneticresonanceexperiments》(物理评论，第95(1)卷，1954年，第8-12页)中进一步描述。
2.用于对连续波条件下使用lc振荡器来操纵和探测样品磁化进行建模的现有技术
在t.yalcin和g.boero的文章3中公开一种方法，借助该方法能够将lc振荡器用于连续波esr实验。该方法基于如下基础：流过lc振荡器的线圈的电流产生样品所经受的连续(连续波)微波磁场(b1)。该场(b1)影响样品的磁化，这又可以在lc振荡器中作为频率的变化被探测到。引入静态磁场b0与微波磁场b1以及与样品的基于自旋的磁化ms(作为自旋系综的磁化mx总和)之间的关系：mx＝(χ′·cos(ωosc0·t)+χ″·sin(ωosc0·t))·2h1，其中，ωosc0是磁场强度h1的频率(自由振荡频率)，t是时间。在激励条件下，振荡器的自由振荡频率必须相应于或接近拉莫尔频率。在此，在考虑样品的复数磁化(见上文)的情况下，根据h1＝b1/μ0的微波场强h1与连续波激励下的自旋系综的静态磁化mx相关联。
3.根据本发明的对瞬态条件下使用lc振荡器来操纵和探测样品磁化的建模
如上文所示，自旋系综mx、静态磁场b0以及微波磁场b1之间关系的模型(该模型用于描述在使用lc振荡器情况下的连续波esr实验)仅能够用于磁化的静态状态。这由如下事实得出：该模型基于向量标记或在数学表达上基于使用傅里叶变换情况下的微分方程的解，其仅对于无限时间段内的正弦激励，允许将时间无关的复数磁化率作为磁化向量与磁场强度h1向量构成的商引入。
为了克服这种限制并且为了能够描述时间变化的磁场(瞬态磁场b1(t,f)))对样品磁化的影响而引入新模型，该模型直接使b1场和样品磁化ms与lc振荡器线圈的样品相关的、随时间变化的电感和电阻建立关系。当然，这种一般方法包括静态微波激励的极限情况。
通常适用的是，如果磁场强度h由线圈中的电流流动所产生并且穿过样品，则样品中的磁场b根据其材料特性产生：
其中，
此外一般已知，可以借助每体积单元的能量密度wm来将磁场强度h与b场联系起来：
如果引起磁场强度h的电流是随时间变化的，则可以将磁能的变化率与功率联系起来：
其中，
通过组合(1.2)与(1.3)获得如下等式：
其中，
假设(样品中的)b1场是由线圈中的电流感应出的：
其中，vs＝样品体积。
对于样品的能够在瞬态磁场中探测到的电感，通过比较等式左侧和右侧的表达并且通过由l0与δl样品(t)的组合替代电感l(t)：l(t)＝l0(t)+δl样品(t)，其中，l0是线圈电感的与样品无关的表达，δl样品(t)是线圈电感的与样品相关的表达，得出l0、δl样品和r样品的以下表达：
参量l0可以直接通过线圈的几何形状求取。
由等式(1.6)得出，随时间变化的磁化的存在导致样品中的电感发生变化，该变化与上述磁化在整个样品上的积分成比例，其根据如下等式在感应线圈中的电流上标准化：
并且在一种实施方式中，该变化作为项被包括在用于基于线圈的瞬态电感和瞬态电阻的物理模型来确定样品磁化的频谱分量的模块中。
检查等式(1.7)与文章3中发现的连续波情况的结果是否一致。对于连续(连续波)激励的极限情况，
在连续波情况下仅探测静态信号，由此对i2(t)的随时间变化的部分求平均值，并且样品的可探测的电感在连续波实验中借助如下等式给定：
对于样品的磁化率的值在样品的整个体积上恒定的情况，该表达可以进一步简化至：
其中，η是所谓的填充因子(相应于样品体积与线圈的总体积的比)。这完全相应于文章3中的结果。
此外，在线圈受样品影响的情况下，有效线圈电阻被修改为：
由此得出：与线圈电感不同，线圈电阻中的变化与样品磁化的时间导数在样品体积上的积分成比例，其在电流上标准化。
需要注意的是，由等式(1.7)和(1.9)中借助
4.振荡的频率、lc振荡器的幅度、所使用的感性元件的电感和有效电阻之间的关系
下面将说明，如果线圈是lc振荡器的一部分，那么线圈的电感和有效电阻中的变化与线圈的振荡频率和幅度变化有何种关系。
在忽略高阶效应的情况下，振荡器的频率可以被描述为振荡回路的电感l、电容c以及振荡回路的等效电导
其中，gm是有源晶体管的跨导(跨接电导)，该跨导引起用于稳定振荡的负电阻。此外，通过如下事实简化等式(1.10)：对于每个能够实际使用的lc振荡器存在f(l,c,gt,gm)＜＜1。此外，如果将线圈的有效电感写成与样品相关的部分以及与样品不相关的部分的形式(见上文)leff＝l0+δl样品，并且还像适用于大多数实际应用那样假设δl样品＜＜l0，则提出lc振荡器的频率的近似函数(该lc振荡器在其线圈的可激励区域内具有具有随时间变化的磁化的样品)：
该近似函数在第2项后中止，并且在较高项部分能够被忽略的情况下，该近似函数被设置成用于对样品的频谱分量进行建模的项：
该项在一种实施方式中被包括在用于基于线圈的瞬态电感和瞬态电阻的物理模型来确定样品磁化的频谱分量的模块中。
根据等式(1.9)，因为与样品相关的电感δl样品与样品磁化的积分(在线圈中的电流上标准化)成比例，所以振荡频率也与此一致地结合了等式(1.9)中给定的比例。因此，可以通过检测lc振荡器的振荡频率的瞬时值(ωosc,χ)来求取样品的随时间变化的磁化。附加地，电感的与样品相关的ωosc0±ωi情况下的频谱分量(该频谱分量由与样品相关部分的电感变化δl样品所引起)导致以调制频率ωosc0±ωi调制振荡器的频率，并且因此产生振荡器电压中的ωosc0±(ωosc0±ωi)情况下的频谱分量。这些分量能够通过常见的频率解调(fm，频率调制)求取并且因此能够实现样品电感δl样品的确定。然后，由此确定样品磁化或所属频谱分量以及谐振特性。
一般而言，lc振荡器的振荡幅度不仅取决于所使用的线圈的有效电感leff，而且也取决于所使用的线圈的有效电阻reff，其中，与电阻的相关性明显更强。因此，振荡幅度aosc通常可以写成：
aosc＝f(reff,leff,c,gm)(1.12a)
因为线圈电阻的自旋感应变化与欧姆线圈电阻r0相比通常较小，所以在使用在第二项之后中止的泰勒级数的情况下，在忽略较高项时，等式1.12a可以改写成：
等式1.12b设置成用于对样品的频谱分量进行建模的项，该项在另一实施方式中被包括在用于基于线圈的瞬态电感和瞬态电阻的物理模型来确定样品磁化的频谱分量的模块中。该等式取决于所使用的振荡器并且必须针对具体应用情况进行匹配。
在lc-vco的情况下，等式1.12b变得更加具体：
其中，n＝亚阈值范围内的发射系数，ibias＝振荡器的直流静态电流(偏置电流)。
函数1.12b的提出基于以下基础：在大多数实验条件下，欧姆线圈电阻r0明显大于线圈电阻r样品,tot中由样品引起的变化。与由样品感应出的电感变化δl样品不同，电阻r样品,tot中的由样品引起的变化主要导致线圈(即振荡器)的振荡频率的幅度调制。该幅度调制在振荡器电压中引起ωosc0±(ωosc0±ωi)情况下的频谱分量，这些频谱分量又可以借助常用的幅度解调(am：幅度解调)求取，并且因此也可以求取磁化或所属频谱分量以及谐振特性。
相应地，可以根据传统fm或am解调来探测磁化在频率ωosc0±ωi情况下的频谱分量，并且因为振荡频率ωosc0是已知的，所以可以唯一明确地并且定量地配属频率ωi情况下的频谱分量。
在此，fm和am解调在执行中的复杂程度可能不同，使得在此导致探测器硬件中的区别。在lc振荡回路振荡器的情况下，例如存在具有固有am解调的节点，在该节点处可以量取该am解调。cmos-lc振荡器中的幅度探测的基础在p.kinget的文章6《amplitudedetectioninsidecmoslcoscillators,2006ieeeinternationalsymposiumoncircuitsandsystems》(第1-11卷，proceedings2006，第5147-5150页中)给出。对于fm解调，例如使用锁相环(模拟或数字)或所谓的teager能量算子。
如相应于一种实施方式那样，检测两种频谱具有如下优点：可以进行固有的“基线校准”，也就是说，在两个频谱中的都出现的频谱分量应被理解为真的，而所有其他频谱分量则涉及所谓的测量伪像(messartefakte)。
如已经提及的那样，所求取的频谱分量用于确定共振能量，该共振能量例如通过朗德因子(g因子/g张量)、或样品的共振频率与磁场b0的比例或磁场的瞬态特性(例如弛豫)所表示。这些频谱分量由数据处理设备借助适用于此的模块输出，以便例如提供给过程控制或质量控制中的应用以及能够用于提供图像的磁共振成像术(magnetresonanztomographie)。
用于处理来自根据本发明的设备的信号的新模型(该模型用于求取样品的频谱分量)首次实现在考虑到样品的瞬态磁化作用的情况下，如此分析线圈的特性，使得可以提供样品表征所需的频谱分量。根据在此提出的根据本发明的解决方案，借助作为发送和接收站的lc振荡器，这又能够首次实现脉冲esr或nmr实验结构的减小和小型化。
因此，本发明还有利地提供一种用于产生和探测样品的瞬态磁化的设备，该设备不需要谐振器。因此，可以在激励期间或在施加瞬态磁场期间实现样品磁化的探测。由此，esr和nmr实验能够以样品的瞬态磁化测量的至今从未实现过的时间分辨率开展。
在用于瞬态实验的根据本发明的解决方案中使用lc振荡器的另一优点在于，与基于谐振器的探测相比，不需要用于对发送和接收设备进行解耦的“双工器”或“循环器”，因此进一步减少了构件并且简化了设备。
该设备在必要时是可小型化的，因为所有需要的部件能够以集成电路技术实施。
附加地，通过流过线圈的高频(rf/微波)电流将振荡器的交流功率直接转换成所期望的b1场，该高频电流无须流过50ω的电路环境。由此在拉莫尔频率情况下必定会在总体上产生较少功率，并且因此可以节省电能。
在一种实施方式中，借助数据处理设备、例如个人计算机产生与时间相关的第一波形和第二波形，其中，数模转换器连接在lc振荡器前面。
在另一实施方式中，用于时间相关的第二波形的数模转换器被集成到lc振荡器的电流源中。这导致馈电线中的寄生电容较少，使得可以在调制b1场的包络线时实现更高的时间分辨率。这种情况对于从最优控制理论(optimalsteuerungstheorie)推导出的所谓的“最优控制脉冲”是重要的。借助最优控制理论可以在数学上计算出，b1场应该具有怎样的包络线和相位，以便尽可能高效地操纵自旋磁化。
在第三实施方式中，lc振荡器的实施方案由lc-vco(voltagecontrolledoscillator：压控振荡器)实现。lc-vco的使用能够实现独立地调节振荡器的频率和幅度，从而也可以独立地调节b1场的频率和幅度，这对于优化实验条件是有利的。
如相应于一种实施方式那样，lc-vco的电路装置优选按如下方式实施。差分电容二极管(变容二级管)和差分电感用于构成lc振荡回路。两个交叉耦合的晶体管通过两个节点之间的负电阻和非线性确保差分输出(即输出电压)中的稳定振荡。通过差分电容二极管确保调谐特性(abstimmungseigenschaften)。例如通过操纵lc-vco的电压供给来实现振荡幅度的时间相关的变化。lc-vco的这种简单实施方案确保低功耗、低空间需求并且还确保在低温(直至冷冻)的情况下工作。
在另一实施方式中，lc-vco通过压控电流源被扩展，该压控电流源在下一实施方式中实现成数字式电流控制装置。附加的电流源能够实现b场的幅度的匹配。将电流源划分成不可变部分和可变部分使得对可变部分的设计更加简单，因为对于电流供给的控制中所期望的分辨率来说，需要(电流源的控制的)数字比特宽度中的较低分辨率。
具有正交路径的下变频器同样相应于lc振荡器的一种实施方式，该下变频器用于处理连接在该下变频器前面的lc振荡器的输出电压。正交探测防止关于随时间快速变化的磁化分量(与短期弛豫时间相关)的信息丢失。在此，正交混频能够使lc振荡器的频率离谐振频率足够远，而不激励样品。在此，样品的谐振频率仅略高于lc振荡器的频率，或者甚至可以低于lc振荡器的频率。这又节省了功率，并且能够实现对用于产生和探测样品的瞬态磁化的设备的设计，该设备可以以非常高的b0场(>2t)运行。混频器(例如与lc振荡器一起被安置在单片集成器中)能够实现具有低功率消耗的下变频，因为例如不需要高频的50ω缓冲器。
在一种实施方式中，具有两个参考振荡器的锁相环在电路技术上集成到lc-vco中。这确保，在esr或nmr实验中的一个激励脉冲(瞬态磁场)序列的情况下，彼此相继的脉冲的相位信息不会在如下频率之间切换lc-vco时丢失：在谐振频率与远离谐振频率的频率之间进行切换。
在考虑电路技术上的观点的情况下，所列出的实施方式能够无限组合。
该设备也可以通过如下方式实施：lc振荡器仅在其用作发送站的功能中用于产生b1场，其中，借助附加的模块来实现样品磁化的探测。该附加的模块可以是其他(感应式)振荡器或谐振器。然而，该探测也可以机械地、电学地或光学地实现。
根据权利要求11，根据本发明的用于产生和探测样品的瞬态磁化的方法至少具有以下列出的步骤。
如上所述，根据权利要求1至10的根据本发明的设备在此适用于执行该方法。
将其磁化特性待确定的样品布置在样品位置处。样品位置是用于产生和探测样品的瞬态磁化的设备中的如下位置：在该位置处不仅施加静态或动态(梯度)磁场(b0)，而且必要时也施加瞬态磁场(b1)。
在样品位置处提供预确定的方向和强度的静态磁场或动态磁场。该磁场相应于用于磁化样品的磁场b0。在此，只要根据共振条件来选择进行激励的b1磁场的频率，则该磁场可以具有任意强度。
借助lc振荡器产生相应于进行激励的磁场b1的瞬态磁场，该lc振荡器的振荡频率取决于lc振荡器的感性元件的值。在此，根据本发明如此选择lc振荡器的装置，使得样品或样品位置处于lc振荡器的近场内。
在此，瞬态磁场是通过在有限持续时间上改变在lc振荡器中的频率而产生的磁场。在此，变化的形式不受限制，并且例如可以呈阶梯形、锯齿形或尖峰。
相应于样品的要求和样品中自旋系综的期望操纵来选择瞬态磁场的持续时间、数量和形状。
在最简单的情况下，应根据样品如此选择脉冲长度，使得将样品中的磁化倾斜θ＝90°(θ＝γ·b1·τ脉冲，τ脉冲＝施加谐振b1场的持续时间，γ＝旋磁比)，因为如此使横向磁化最大化，这也由根据本发明的lc振荡器探测到。
在此，b1场的强度足够大，以便产生τ脉冲在亚纳秒范围内的90°脉冲长度(θ＝90°)，使得由此结合在激励期间探测的可能性，即使对于具有短的t2弛豫时间的样品也可以直接测量所谓的拉比振荡。在此，通过适当选择振荡器馈电电压或振荡器静止电流，以及通过适当选择与频率决定的电容成比例的线圈电感来调节b1场的强度。
如此由lc振荡器产生的瞬态磁场至少在频率和包络线上足以使b0场中的样品磁化从其平衡位置偏移出来。
通过在瞬态磁场之前、期间或之后量取lc振荡器的输出电压来将样品的瞬态磁化检测为lc振荡器线圈的瞬态电感和瞬态电阻。样品磁化的变化导致lc振荡器的感性元件中的变化，这可以作为在同一lc振荡器的输出电压中的振荡频率和/或振荡幅度的变化被探测。为此，量取lc振荡器的输出电压，并且必要时在内部电压节点处直接量取振荡器的幅度解调信号。
可以借助连接在lc振荡器后面的频率解调和幅度解调器来检测振荡频率和/或振荡幅度的变化。根据所选择的转换器或者说解调器，在转换或解调之前或之后实现将模拟信号转换成数字信号。
将经转换和/或经解调的数字信号提供给数字式数据处理模块。在那里，在所存储的线圈的瞬态电感和瞬态电阻模型中处理这些信号，以用于求取样品的原始谱线。
该模型相应于上文中针对根据本发明的设备按照以下部分已经介绍的模型：
1.复数磁化率/磁导率；
2.用于对在连续波条件下使用lc振荡器来操纵和探测样品磁化进行建模的现有技术；
3.根据本发明的对瞬态条件下使用lc振荡器来操纵和探测样品磁化的建模；
4.振荡频率、lc振荡器的幅度、所使用的感性元件的电感以及有效电阻之间的关系。
相应于该新模型，可以根据传统的fm或am解调来探测磁化在ωrf±ωi频率情况下的频谱分量，并且因为谐振频率是已知的，所以可以唯一明确地并且定量地配属频率ωi情况下的频谱分量。
检测两种频谱具有如下优点：可以进行固有的“基线校准”，也就是说，在两个频谱中的都出现的频谱分量应被理解为真的。相反地，所有其他频谱分量涉及所谓的测量伪像。
所求取的频谱分量用于确定共振能量，该共振能量例如通过朗德因子(g因子/g张量)、或样品的谐振频率与磁场b0的比例、或该磁场的由数据处理设备输出的瞬态特性(例如弛豫现象)所表示，以便例如能够用于过程控制或质量控制以及能够用于提供图像的磁共振成像术。
用于处理根据本发明的用于确定样品的频谱分量的方法中的信号的新模型首次实现，在考虑样品的瞬态磁化的作用下如此分析线圈的特性，使得可以提供用于表征样品所需的频谱分量。
因此，根据本发明的方法还有利地提供一种用于产生和探测样品的瞬态磁化的方法，在该方法的情况下，可以在激励期间或在施加瞬态磁场期间检测用于探测样品磁化的信号。因此，esr和nmr实验能够以至今尚未实现的时间分辨率来测量瞬态磁化。
附图说明
将在实施例中并且根据附图进一步阐述本发明。
附图示出：
图1：用于产生和探测瞬态磁化的设备的示意图；
图2：用于使用在用于产生和探测瞬态磁化的设备中的lc-vco的结构；
图3：lc-vco的控制电压v调谐的时间变化过程以及所引起的lc-vco的振荡频率ωosc的变化；
图4：lc-vco的控制电压v调谐的时间变化过程、所引起的lc-vco的振荡回路的磁场b1中的变化、所引起的样品磁化ms的定向的变化、所引起的lc-vco的振荡回路的有效电感的变化δl以及所引起的lc-vco的振荡频率ωosc的变化；
图5：在lc-vco的激励脉冲之后，样品磁化ms的频谱、低电流lc-vco的振荡频率ωosc的频谱以及lc-vco的振荡电压v调谐的频谱；
图6：连接在lc-vco后面的降频转换器的结构；
图7：用于使用在用于产生和探测瞬态磁化的设备中的lc-vco的结构，该结构由压控电流源扩展；
图8：用于使用在用于产生和探测瞬态磁化的设备中的lc-vco的结构，该结构由实施成数字式电流控制装置的压控电流源扩展；
图9：a)模拟在具有共振频率的瞬态磁场期间的、压控lc-vco线圈中的基于电子自旋的样品磁化的横向磁化的z分量和包络线，b)模拟在瞬态磁场的最后三纳秒期间的x分量、y分量和z分量；
图10：针对一个持续时间是τ＝4.436ns的脉冲(约90°脉冲)，模拟磁化mz的变化过程和横向磁化的包络线量值|mt|；
图11：在一个持续时间是τ＝4.436ns的脉冲之后，模拟振荡输出电压的频谱功率密度；
图12：(模拟)在数字式频率解调和低通滤波之后的图11的频谱；
图13：(模拟)在幅度解调之后的图11的频谱；
图14：a)集成到具有两个参考振荡器的锁相环中的lc-vco，b)集成到具有四个参考振荡器的锁相环中的lc-vco。
具体实施方式
图1中示出根据本发明的用于产生和探测瞬态磁化的设备的示意图。磁体102在布置有样品104的样品位置处产生静态磁场b0101，该磁体例如可以是超导磁体、任意实施方案的电磁体或永磁体。磁场b0101在样品104中感应出相应于样品104的磁化率的磁化。lc振荡器103产生瞬态磁场b1。通过时间相关的波形和时间相关的第二波形来操控lc振荡器103，所述时间相关的波形用作控制电压
图2中示出用于使用在根据本发明的用于产生和探测瞬态磁化的设备中的lc-vco的结构，该lc-vco也相应于一种实施方式。差分电容二极管(变容二级管)202和差分电感204用于构成lc振荡回路。两个交叉耦合的晶体管201通过两个节点205/206之间的负阻和非线性确保差分输出(即输出电压)中的稳定振荡。借助控制电压203通过差分电容二极管202确保调谐特性。例如通过操纵lc-vco的电压供给来实现振荡幅度的时间相关的变化。通过调制馈电电压207来实现振荡幅度。lc-vco的这种简单的实施方案确保了低功耗、低空间需求，并且还确保在低温(直至冷冻)的情况下工作。
图3中示出一种时间相关的波形的影响，该时间相关的波形包含持续时间是τ脉冲304的电压变化并且作为控制电压被馈入lc振荡器中。控制电压v调谐接连在值v调谐1302和值v调谐2303之间切换，并且在lc振荡器的振荡电压和电流的自由振荡频率ωosc0中产生对应变化，所述电流流过lc振荡器的线圈。振荡频率接连在值ωosc1306与ωosc2307之间切换，其持续时间约为τ脉冲。如下振荡频率被定义为自由振荡频率：在该振荡频率情况下，振荡器在不受激励状态中由样品引起的影响下振荡。
在图4上部的两个部分图中示出：lc振荡器的控制电压v调谐(v调谐1402和v调谐2403)的时间变化过程，该时间变化过程包含持续时间是τ脉冲404的电压变化；以及由此引起的lc振荡器的振荡回路的磁场b1(瞬态磁场)中的变化。在接下来的部分图中示出所引起的、样品磁化ms412、407和408的定向的变化。在图4下部的两个部分图中示出：所引起的、lc振荡器的振荡回路的有效电感的变化δl409、410和411的相应变化过程；以及所引起的、lc振荡器的振荡频率ωosc的变化406、413和414的相应变化过程。测量过程中所涉及的参数是关于一个共同时间轴示出的，以便示出它们的关系。此外，附加地示出b0的定向405。v调谐1402和v调谐2403相应于图3中的通过时间相关的波形所切换的控制电压，该时间相关的波形包含持续时间是τ脉冲404的电压变化。lc振荡器的振荡回路的磁场b1的变化导致样品磁化ms的变化412、407和408，该变化在由b0405引起的所谓的“旋转参照系”(旋转参考系统)中示出，为此，“旋转参照系”的旋转速度被选为-γ·b0。通过振荡频率中的对应变化来探测样品磁化ms的变化，其中，该振荡相应于受样品磁化影响下的振荡器频率ωosc,χ413/414。
控制电压中的持续时间是τ脉冲404的变化导致由lc振荡器的线圈产生的磁场b1的频率的对应变化。在此，控制电压v调谐1402和v调谐2403如此选择，使得控制电压v调谐1402引起离谐振频率足够远的自由振荡频率406，该谐振频率由样品磁化和静态磁场b0405所产生，并且另一方面在样品中不引起激励。此外，控制电压v调谐2403引起如下频率：该频率相应于谐振频率或者说离谐振频率足够近，以便在持续时间τ脉冲404期间引起激励。样品磁化ms由于持续时间τ脉冲404期间的激励而从其平衡位置沿b0场405方向倾斜出来，并且开始以拉莫尔频率进动。根据介绍新模型的部分1中的陈述(见上文的任务描述)，这导致在激励期间的lc振荡器的电感的对应变化δl。在此，振荡频率ωosc以相应于控制电压中的变化的量值变化，并且由δl中的变化所引起的变化被叠加在该量值上，所以振荡频率的变化相应于ωosc,χ413。在激励之后，样品磁化ms继续围绕场b0405的轴线进动并且弛豫回到平衡位置。由此在激励之后也引起线圈电感的变化δl，这导致lc振荡器的振荡频率ωosc414的对应变化，该振荡频率也相应于受样品磁化影响下的振荡器频率ωosc,χ。
图5示出激励之后，样品的基于自旋的磁化ms的频谱、lc振荡器线圈的电感的对应变化δl样品的频谱、所引起的振荡频率ωosc的频谱以及所属控制电压v调谐的频率vosc的频谱，所述激励对应于图4中的时间段τ脉冲404。该图示关于一个共同的频率轴线，以便示出它们的关系。这些频谱的图示基于如下假设：基于自旋的磁化由具有三个不同g因子的三个不同自旋系综组成，这导致进动磁化的频谱在频率ωl1,2,3502下具有三个不同的谱线。这些频率ωl1,2,3与样品磁化的频谱分量的频率ωi(该频率在此相应于拉莫尔频率)一致。根据介绍新模型的部分1中的陈述(见上文的任务描述)，样品的进动磁化引起lc振荡器的有效电感的变化。在根据ωosc0±ωl1,2,3504/505的激励之后，该电感变化具有如下频谱分量：所述频谱分量处于进动磁化频率与自由振荡频率之和与之差处。同样示出根据ωosc0±ωl1,2,3507/508的对应振荡频率。
根据等式(1.11a)和(1.11b)(见上文)，线圈电感的与样品相关的部分中的变化δl样品导致线圈振荡频率ωosc的近似成比例的变化。因此，振荡频率ωosc的频谱包含如下频率情况下的谱线：该频率与探测到的样品电感变化δl样品的频谱中的频率相同。这些谱线围绕自由振荡频率ωosc0＝wosc(v调谐1)情况下的大中央谱线排列。由样品磁化导致的较小谱线引起了lc振荡器的对应电压vosc的振荡频率的弱调制。因此，vosc频谱中的谱线处于ωosc0-(ωosc0-ωl1，2，3)＝ωl1，2，3510和ωosc0+(ωosc0-ωl1，2，3)＝2·ωosc0-ωl1，2，3511。
根据待检测的样品磁化、实验条件以及激励样品之后的自由振荡频率ωosc0，lc振荡器的电压振荡的频谱分量可能处于如下频率：该频率会使直接解调变得困难或无效。附加地，电感变化δl样品中的频谱分量可能处于如下频率：该频率产生自由振荡器频率的调制频率，该调制频率与自由振荡频率的距离小于一倍频程并且因此需要“单周期解调(singlecycledemodulation)”，即需要在电压振荡的载波周期的一个振荡之内进行解调，以便获得关于样品磁化的信息。如果电压振荡的令人关注的频谱区段被数字化，则单周期解调可以简化地数字式执行。由于现有模数转换器的带宽有限并且分辨能力有限，因此该解调必要时需要提前将电压振荡的中心频率从可能较高的值ωosc1降低至较低频率。这例如可以通过分频器或混频器来实现。为了确保在此不丢失信息，将具有正交路径的下变频器连接在该lc振荡器的后面，该下变频器用于处理lc振荡器的输出电压601，这如图6所示并且相应于一种实施方式。具有正交路径的下变频器由i和q路径混频器602/603构成，这些混频器以参考振荡器605的适当频率ωvco2运行，从该参考振荡器出来例如可以借助90°移相器604产生正交方案(quadraturversion)。为了进一步处理成数字表示，随后可以借助常用模数转换器608/609将下调和过滤的电压振荡频率数字化至装置610。在模数转换之前，通过所谓的抗混叠滤波器606/607来限制带宽，由此将基于混叠效应的伪像滤除。
图7中示出如下实施方案的两个示例，该实施方案用于实现精确地控制lc振荡器的线圈的振荡幅度，该实施方案具有与固定起始电流(偏置电流)707并联的压控电流源708。在该实施方案中，将用于操纵lc振荡器的振荡幅度的时间相关的波形馈入压控电流源中，以便根据样品和实验要求，优化lc振荡器的线圈中产生的瞬态磁场的包络线。
图8示出，如何能够将图7中的压控电流源708高效地实现成高速电流型数模转换器808(high-speedcurrentmodedigital-to-analog-converter)。
为了说明用于产生和探测样品的瞬态磁化的、根据本发明的设备和根据本发明的方法的工作原理，在图9至13中示出样品磁化的模拟和对应的信号。所述模拟基于线圈的瞬态电感和瞬态电阻的之前描述的新模型，该新模型用于求取样品的原始谱线，其中，所述信号来源于借助根据本发明的样品的实验或来源于根据本发明的方法。在此，样品磁化基于具有两个不同的对应g因子的两个不同自旋系综。不仅对于在施加瞬态磁场(激励)期间的时间段，而且也对于在激励之后的时间段计算模拟。在此，假设参数如下：第一自旋系综的g因子g1＝2，第二自旋系综的g因子g2＝2.025，第一自旋系综的平衡磁化(ms0)ms0g1＝7.3a/m，第二自旋系综的平衡磁化ms0g2＝8.1a/m，两个自旋系综的弛豫时间t1＝t2＝10μs，静态磁场b0＝0.35t，自由振荡频率ωosc0＝21.74ghz，激励期间的振荡频率ωosc2＝9.56ghz。
图9a)示出(模拟)如下持续时间期间的样品的纵向磁化mz(—)的变化过程和横向分量(mx和my)的包络线|mt|(-)的变化过程：在该持续时间内，如图3所示的矩形脉冲(40ns)形式的时间相关的波形被馈入到根据本发明的lc振荡器中，并且样品布置在样品位置处。在此，该矩形脉冲如此选择，使得lc振荡器的线圈的自由振荡频率(该自由振荡频率在矩形脉冲之前存在于线圈中)离样品的共振频率足够远，以便不影响其磁化。此外，矩形脉冲期间的频率相应于样品的共振频率或约如此大，以便影响样品的磁化。在此，激励的持续时间(矩形脉冲的持续时间)如此选择，使得可以观察多个拉比振荡，从而样品磁化的最终向量相应于探测到的横向磁化。图9b)中示出激励的最后三秒期间的分量mz(…)、my(--)和mz(—)的变化过程。
图10中示出持续时间是τ＝4.436ns的脉冲(大约90°脉冲)期间的、磁化mz(-)的变化过程和横向磁化|mt|的包络线的量值的模拟。
图11中示出基于持续时间是τ＝4.436ns的脉冲的、振荡器输出电压的对应于图10的模拟的频谱功率密度(psd，powerspectraldensity)的频谱。
图12和图13示出图11中信号的相应的fm和am解调信号。
根据图12和图13，脉冲激励和解调之后的频率恰好相应于解调之后的频谱分量(借助两个拉莫尔频率的算数平均值的激励)
图14a)和b)中示出集成到锁相环1402中的根据本发明的lc-vco1401。锁相环1402确保，在esr或nmr实验中的一个激励脉冲序列(瞬态磁场)的情况下，彼此相继的脉冲的相位信息不会在如下频率之间切换lc-vco1401的情况下丢失：在接近或等于谐振频率的激励频率与远离谐振频率的频率之间进行切换。相位相干性得以确保，其方式是：可以从两个不同的源(振荡器1405、1406)中选择参考频率ωres1404，该参考频率持续运行在频率ωres/n或ωoff/n下，其中，n＝锁相环1402的分频因子，ωres是接近或等于谐振频率的频率，并且ωoff是远离谐振频率的频率。借助适当的乘法器1407来在两个频率之间进行选择。如果锁相环1402的参考频率1404在ωoff/n与ωres/n之间切换，则锁相环1402中的lc-vco1401的频率由于锁相环1402中的负反馈而相应地在ωoff与ωres之间切换。因为用作源的振荡器1405/1406连续运行在相同频率下，即这些振荡器不改变其频率，所以它们的相位在如下两个时间段之间也不发生改变，在所述时间段内，这些振荡器的频率被馈入lc-vco中，这对于ωres的时间段是特别有意义的。因为锁相环1402通过其负反馈结构借助参考振荡器的相位来补偿vco1401的相位，所以(在忽略短振荡过程的情况下)确保，激励脉冲的序列在其相位方面是相干的。此外，为了确保激励脉冲序列与不同脉冲序列(相位循环)中的相干切换，可以将根据图14a)的电路扩展成根据图14b)的电路。在扩展的电路中添加了两个附加的参考频率源1505/1506，所述源以90°的相位差相对于图14a)中的源运行。因此，能够实现在旋转坐标系(旋转参照系)的x'和y'方向上进行激励。此外，可以扩展电路，以便能够实现其他方向上的激励，其方式是：添加具有相应相位差的其他参考频率源。附加地设置有输出端1403，在该输出端上能够直接量取频率解调的信号。
缩写目录
aosclc振荡器的振荡幅度
b磁场
b0静态均匀、静态非均匀的或动态的(脉冲非均匀的)磁场
b1附加的高频电磁交变场/磁场；用于进行激励，可以作为在一种特性中受时间限制的瞬态磁场而存在
c电容
e1电场
gm有源晶体管的跨导(跨接电导)，该跨导引起用于稳定振荡的负电阻
gt振荡回路的电导
h普朗克常数
h1磁场强度
i(t)配属于v(t)的电流流动
ibias振荡器的直流静态电流(偏置电流)
j电流密度
l0线圈的电感的与样品无关的表达，由线圈的几何形状给定
leff有效电感
l(t)随时间变化的电感，该电感与线圈中的磁场相关联
δl样品(t)样品的能够在瞬态磁场中探测到的电感变化
δl样品，cw(t)样品的能够在连续波实验中探测到的电感变化
ms基于自旋的磁化
ms||关于b0的、基于自旋的纵向磁化
ms⊥关于b0的、基于自旋的横向磁化
mx自旋系综的磁化
n亚阈值范围内的发射因子
p功率
r用于在体积上进行积分的从原点的距离向量
r0欧姆线圈电阻
reff线圈的有效电阻
r样品，tot由样品引起的线圈电阻
r样品(t)线圈中的随时间变化的损耗，该损耗由于样品磁化而引起
t时间
t1弛豫时间
t2自旋-自旋弛豫时间
v(t)线圈上的电压损耗
v体积
vs样品体积
wm每单位体积的能量密度
wm总磁能，与感应线圈相关联
γ旋磁比
∈0电场常数
η填充因子
θ磁化的倾斜角度
μb玻尔磁子
μr样品的相对磁导率
μ0磁场常数
τ脉冲施加共振b1场(瞬态场、激励场、脉冲)的持续时间
ω角频率
ωosc振荡器频率
ωosc0振荡器的自由频率＝磁场强度h1的频率
ωoscχ在受样品磁化影响下的振荡器频率
ωl拉莫尔频率
ωlc振荡回路的谐振频率
ωi样品磁化的频谱分量的频率
χm磁化率
cmos互补金属氧化物半导体
esr电子自旋共振波谱学
nmr核磁共振波谱学
vco压控振荡器