基于瞬态负载预测来提供供电电压控制的电路和方法与流程

s·索基、f·马默帝

相关申请的交叉引用

本申请要求于2014年11月12日提交的美国临时专利申请号62/078,796的优先权和权益，其通过援引全部纳入于此。

本申请涉及电压转换器，尤其涉及基于瞬态负载预测对电压转换器进行反馈控制。

背景技术：

在示例常规系统中，电压调节器将电压输出到负载(诸如图形处理单元(gpu)、中央处理单元(cpu)、调制解调器、等等)。负载被设计成从电压调节器接收基本上恒定的电压。然而，随着在负载处功耗增加，输出电压可暂时地跌落。同样，随着在负载处功耗降低，输出电压可具有暂时的过冲。当然，电压调节器尝试将电压维持在期望值，以使得电压在一定量的时间之后最终返回到期望值。但是暂时的跌落或过冲可能导致操作误差或浪费的功率。

常规电压调节器使用将负载处的输出电压与参考电压比较的反馈环路。然而，此类反馈环路是反应性的，仅在电压问题被检测到之后才改进它们。

附图简述

图1是解说根据一个实施例的用于提供恒定或几乎恒定的输出电压的示例反馈环路的架构图。

图2是图1的实施例的外部反馈环路的示例图解。

图3是根据一个实施例的一种主动供应电压调谐的示例方法的流程图的图解。

图4是解说根据实现图3的方法的一个实施例的示例时钟循环数的图表。

详细描述

本文所公开的是用于基于瞬态负载电流预测来主动提供供电电压调谐的电路和方法的实施例。在一个示例中，电压调节器将电压输出到负载(诸如图形处理单元(gpu)、中央处理单元(cpu)、调制解调器、等等)。负载被设计成从电压调节器接收基本上恒定的电压。然而，随着在负载处功耗增加，输出电压可暂时地跌落。同样，随着在负载处功耗降低，输出电压可具有暂时的过冲。当然，电压调节器尝试将电压维持在期望值，以使得电压在一定量的时间之后最终返回到期望值。

本文所公开的各个实施例包括基于事件计数器(或负载功耗的其他指示)来提供所估计的预测瞬态负载的电路。预测瞬态负载可被用来确定输出电压应当被向上还是向下操纵以主动地最小化跌落或过冲事件。在一个示例中，瞬态负载电流预测电路从负载接收事件计数器，预测估计瞬态负载，并随后基于预测瞬态负载来向上或向下操纵参考电压。在另一示例中，瞬态负载电流预测电路与由参考电压设置的反馈环路并行地预测估计瞬态负载并且增大或减小输出电压，以使得参考电压本身不被操纵。在以下示例中，瞬态负载电流预测被示为被应用于包括降压转换器的电压调节器。然而，实施例的范围并不限于降压转换器的电压调节器，因为其他实施例可包括其他类型的电压调节器(诸如线性调节器、开关型调节器、等等)。

图1是解说用于向负载122提供恒定或几乎恒定的v输出的具有两个反馈环路的示例系统的架构图。在外部控制环路中，负载122将其活动的指示(例如，事件计数器)提供给瞬态负载电流预测(tlp)电路124。tlp124预测对vref的恰适调节并且将对应于该调节的数字数据发送到数模转换器(dac)120。dac120随后调节vref。以下参照图2来更详细地讨论外部控制环路。

着眼于内部控制环路，pwm控制器102接收参考电压(vref)和提供v输出的值的反馈信号，并响应于vref与v输出之差而输出pwm信号。pwm控制器102通过调节pwm信号的占空比来调制该pwm信号。一般而言，pwm信号的较大占空比增大同步降压转换器110的输出处的电压，并且pwm信号的较小占空比减小同步降压转换器110的输出处的电压。以此方式，pwm控制器102持续地调节pwm信号的占空比以保持v输出几乎恒定。

相位生成器104从pwm控制器102接收pwm信号并且通过调节其相位或产生具有不同相位的多个不同信号来处理pwm信号。例如，相位生成器104可产生用于耦合的反相器的不同信号，或者可产生用于多相降压转换器的不同信号。在一些实施例中，电路102和104可以作为集中式控制器的一部分来提供，且电路106、108和110解说了多相降压转换器的单个相位并且是与集中式控制器分开的模块的一部分。图1仅解说了单个相位，但是应理解，在一些实施例中，存在多个相位以及多个模块(每个模块属于特定的相位)，且集中式控制器根据逻辑来将这些模块切换成打开和关闭。此外，在一些实施例中，集中式控制器和众多的模块可以全部在相同的半导体管芯上。

死区时间生成器106接收pwm信号并且输出用于多相降压转换器的每个相位的两个控制信号。同步降压转换器110的每个相位包括两个开关支路组111，并且开关支路组中的每一组对应于由死区时间生成器106产生的相应控制信号。第一控制信号与第二控制信号之间的相位差影响开关支路组111的操作定时，由此定义了同步降压转换器110中的死区时间以避免或减少击穿和体二极管损耗。

这两个控制信号从死区时间生成器106输出并且由开关驱动器108接收。开关驱动器108包括缓冲器驱动器，这些缓冲器驱动器增大控制信号中的每一者的功率以便提供足以打开或关闭降压转换器110内的开关111的功率。

降压转换器110接收v输入，该v输入在一些实施例中是来自半导体管芯上的电源轨的功率信号。在其他实施例中，v输入可包括来自电池或其他电压源的功率。开关支路111根据来自开关驱动器108的控制信号来断开和闭合。开关支路111、电感器112、以及电容器113的操作在v输出处提供稳定的输出电压。同步降压转换器110可包括现在已知或以后开发的任何同步降压转换器，并且在一些实施例中可包括根据收到控制信号的占空比来降低来自v输入的电压的常规同步降压转换器110。如果v输出降低或升高，则电压变化被pwm控制器102看见，该pwm控制器102调节pwm信号的占空比以将v输出处的电压返回到期望电平。类似地，图1的系统100内的i²r功率损耗影响反馈环路的操作。具体地，系统组件中的i²r损耗致使pwm控制器102将pwm信号的占空比增大到足以计及那些损耗。

如以上所提及的，图1的实施例示出了开关支路111，而一些实施例可包括每相位多个开关支路。例如，一个实施例包括两个开关支路组。第一开关支路组包括pmos晶体管，而第二开关支路组包括nmos晶体管。每个nmos晶体管对应于一个相应的pmos晶体管，且对于可被选择的每条支路，该支路将对应的nmos和pmos晶体管包括在一起。由此，这些支路是各自并联的且每条支路包括一个pmos和一个nmos晶体管。由于这些支路是并联的，因而更多的支路允许更多的电流通过降压转换器。一般地，随着更多的电流被消耗，更多的支路可被打开，而随着更少的电流被消耗，支路可被关闭。

同样如以上所提及的，一些实施例包括多个相位。降压转换器相位中的每一个相位是可个体地选择的，并且每一个相位处置一定量的电流。一般地，随着负载汲取更多的电流，系统可添加更多的相位，而随着负载的电流消耗下降，系统可减少它使用的相位的数目。图1的内部控制环路和电压转换器是本公开的实施例可在其中实现的一种类型的电压调节器的图解。然而，实施例的范围可包括任何恰适的电压调节器。

图2是解说图1的实施例的外部反馈环路的另一种方式。在片上系统(soc)实施例中，负载122可包括例如处理核、调制解调器、等等。然而，实施例的范围并不限于soc。在此示例中，负载122被示为图形处理单元(gpu)，然而实施例的范围并不限于任何特定负载，并且可代替地包括接收指令、执行那些指令、并能够提供其活动水平的指示(例如，事件计数器)的任何逻辑元件。

电子电压调节器(evr)210一般对应于图1的内部控制环路。evr210从tlp124接收数据，其中该数据指示vref根据预期负载变化来应当被向上或向下调节。

在此示例中，负载122从evr210接收v输出。evr210尝试保持v输出基本上恒定，但是负载122处的活动的增加可导致从evr210汲取的电流的增大，并且电流的增大可导致v输出暂时地跌落。类似地，负载122处的活动的减少可导致从evr210汲取的电流的减小，由此导致v输出暂时地过冲。图2的外部控制环路使用来自负载122的事件计数器来预测电流将增大还是减小，并且随后该外部控制环路根据电流增大或减小的预测来操纵vref以主动地抵消下冲或过冲。

例如，如果tlp124预测负载的活动将增加，由此增大从evr210汲取的电流，则tlp124可使得evr210增量地向上调节vref以最小化v输出处的跌落。继续该示例，如果tlp124预测负载的活动将减少，则tlp124可使得evr210增量地向下调节vref以最小化v输出处的过冲。

如进一步参照图3所讨论的，tlp124是从负载122接收事件计数器并使用自适应控制算法来预测在接下来的几个时钟循环期间负载被预期增大还是减小的逻辑电路。自适应控制算法的一个示例是比例-积分-微分(pid)控制环路反馈机制。然而，实施例的范围并不仅限于pid，因为在一些实施例中可使用任何恰适的自适应控制算法。例如，如果足够的计算功率可用，则神经元网络也可被用作可预测负载变化的自适应控制算法。

如图2中所示，负载122向tlp电路124提供事件计数器。在此实施例中，事件计数器包括由负载122生成并且指示其内部逻辑运算的活动的数字信息。例如，如果负载122具有相加逻辑、移位逻辑、以及相乘逻辑，则不同逻辑组件中的每一个逻辑组件可包括其自身的寄存器，该寄存器存储每当其相应的逻辑组件执行指令时递增的值。当然，那仅是示例，因为给定负载可包括以任何恰适方式围绕逻辑分布的计数器。计数器的值可每时钟循环、或每n个时钟循环读出，或者以其他方式恰适地读出。

一些运算可能比其他运算更为计算密集。例如，乘法通常比加法更为计算密集。由此，由乘法逻辑单元执行的单个运算可比由加法逻辑单元执行的单个运算使用更多能量。一些实施例可因此例如通过使更为计算密集的操作的计数器倍增来计及此类差异。在任何情况下，负载122将指示其计算活动的数据传递给tlp电路124。事件计数器是此类数据的一个示例，并且其他实施例可使用指示负载122处的计算活动的任何恰适类型的数据。

继续图2的示例，tlp电路124向evr210提供数据以指令evr210向上或向下调节vref的值。在此示例中，tlp电路124输出指示vref应当被调节的单位数目的数字数据。数字数据例如由dac120(图1)接收，dac120随后恰适地向上或向下调节vref的值。

在另一实施例中，tlp电路124输出指示vref自身的值而非指示vref的变化的数据。任一种技术都落在实施例的范围内。此外，虽然图1示出了外部控制环路调节vref的值，但是其他实施例可不同地操作。例如，一些实施例可在降压转换器110的输出处加上或减去电压以抢先减小跌落或过冲，而非调节vref的值。

图3是根据一个实施例的一种用于主动供应电压调谐的示例方法300的图解。方法300可例如通过逻辑单元(诸如图1和2的tlp电路124)来执行。在此示例实施例中，方法300关于在片上系统(soc)内部或外部的电压调节器来执行。该soc包括负载，并且随着负载操作，其功耗根据其在任何给定时间执行的指令数目和指令类型来上升和下降。执行方法300的tlp电路处于控制环路中(诸如图1和2中所示)，并且其预测负载处的功耗并根据其预测来调节电压调节器的参考电压或输出电压。

方法300开始于动作302，其指示每时钟循环发生各种动作。在一个实施例中，tlp电路和负载两者均以1ghz操作，而电压调节器以较低速率(诸如250mhz)操作。当然，这些数字仅是示例，并且实施例的范围并不限于用于负载、tlp电路、或电压调节器的任何特定时钟速率。

在动作304，tlp电路从负载获取事件计数器。在此示例中，负载包括数目j个的事件计数器，并且在动作304，tlp电路接收关于该特定时钟循环的j个事件计数器(αj(i)是时钟循环i处的事件计数器)。

在动作306，tlp电路演算多个值。β(i)表示关于该特定时钟循环i的计数器的聚集值。在此示例中，β(i)类似于由负载在时钟循环i期间消耗的功率量的指示，假定每个事件计数器与所消耗的功率量成比例的话。

tlp电路还演算δβ(i)，其是当前时钟循环与先前一个时钟循环的聚集事件计数器的差。在此示例中，δβ(i)＝β(i)-β(i-1)指示事件δ，其中δβ>0指示负载电流增大，δβ＝0指示没有变化，但是通常将预期方向上的变化，(增大到减小或反之)，δβ<0指示负载电流减小。

tlp电路还根据图3中所示的pid算法来演算δl(i+1)。δl(i+1)表示关于预期由负载在紧随的下一时钟循环中消耗的电流的增大或减小的量的预测。在此实施例中，不同pid系数(k)的值是预先已知的。例如，预期每个电压调节器可被测试或仿真，并且使用试错法，测试或仿真可找到提供关于该电压调节器的最佳曲线拟合的三个pid系数。继续该示例，当负载在任务模式期间运行时，tlp电路从存储器上传这些pid系数并在方法300期间应用它们。

在tlp电路演算δl(i+1)之后，它随后演算l(i+1)，l(i+1)是基于预测电流变化(δl(i+1))预期由负载在紧随的下一时钟循环中消耗的总电流量。随后，tlp电路演算v(i+1)，v(i+1)是预期在下一时钟循环期间恰适于最小化跌落或过冲的参考电压vref的指示。因为功率等效于电压乘以电流，并且因为电压被维持为基本上相同的值，于是v(i+1)与l(i+1)以一阶准确度成比例。换言之，在此示例中，v(i+1)可通过将l(i+1)乘以系数来演算，其中该系数很大程度上取决于电压调节器的拓扑和设计。由此，l(i+1)与v(i+1)之间的关系也可通过测试或仿真来预先已知，并随后保存在存储器中，并在方法300的操作期间上传到tlp。

在动作308，时钟循环递增到紧随的下一时钟循环i+1。在动作310，取决于是否已满足时钟循环数n，方法300再次执行动作304和306、或者移至动作312。如以上所提及的，tlp电路和电压调节器可以不同时钟速率来操作。在tlp和负载以1ghz操作而电压调节器以250mhz操作的示例中，n可被设为四。相应地，方法300将每四个时钟循环更新一次电压调节器的参考电压vref。可是这仅是示例，因为各个实施例可将n设为适于更新电压调节器的任何数。

动作310和312可以任何恰适的方式来执行以计及tlp电路和电压调节器以不同速率操作的事实。方法300示出了tlp电路每时钟循环演算一次v(i+1)但是仅每n个时钟循环更新一次电压调节器。一些实施例可在n个时钟循环上对v(i+1)的值取平均或者在数个时钟循环上执行某种其他过滤。另一方面，一些实施例可简单地忽略v(i+1)的演算中的三个演算并保存四个演算中的一个。实施例的范围并不限于计及tlp电路和电压调节器的速率之差的任何特定方式。

在动作312，tlp电路通过发送指示电压参考的变化或与演算出的v(i+1)相对应的电压参考的值的数据来更新电压调节器处的电压参考vref。在任何情况下，tlp电路使电压调节器增大或减小由电压调节器提供给负载的电压以抵消根据pid算法预测的跌落或过冲。在一些时钟循环中，pid算法有可能会预测到负载的电流消耗没有增大或减小，在该情形中动作312可使得在更新电压调节器中不发生变化。在动作314，时钟循环递增1，并且方法300重新开始。

实施例的范围并不限于图3中所示的特定方法。其他实施例可添加、省略、重新安排、或修改一个或多个动作。例如，方法300可包括一些其他自适应控制算法，而非此处所描述的特定pid算法。事实上，能使用指示来自负载的计算活动的数据来预测能被用来最小化跌落或过冲的电压增大或减小的任何恰适自适应控制算法可在各个实施例中实现。

图4是解说根据实现方法300的一个实施例的示例时钟循环数目的图表。为了解说简化起见，图4的示例仅包括pid算法的比例部分，但是其他实施例还可使用pid算法的积分和微分部分。此外，图4的图表假定电压调节器在每个时钟循环处被更新；然而，这与图3的实施例不同。换言之，图4的示例是有助于理解的一般化解说，但是当本公开在片上系统中实现时，演算可能比图4中所示的那些更为复杂。

在第一时钟循环期间，tlp电路演算δβ(i)为2，其中正值指示负载电流增大。tlp电路随后演算δl(i+1)为增大4％并且演算δv(i+1)为增大两个单位。在此示例中，在对应于δv(i+1)的列中所示的值为可向dac(诸如图1的dac120)表达以指示要应用于vref的改变的数字值。

δm(i+1)是从前一时钟循环到当前时钟循环的实际电流的变化，而δe是针对当前时钟循环的预测负载电流与实际负载电流之差，其中δe＝l(i)-m(i)。因为在本示例中是第一时钟循环，所以δm(i)和δe不适用。

在第二时钟循环期间，δv(i+1)被演算为零，意味着针对紧随的下一时钟循环预测不需要附加电压。δm(i)值为正，由此指示电流实际上逐时钟循环增大，而δe的值指示预测负载电流比针对该循环实际测得的负载电流高2％。

在第三时钟循环期间，δv(i+1)被演算为一，由此指示预测在第四时钟循环中应当施加一个单位的附加电压。δe的值为零指示系统准确地预测了在第三时钟循环期间要使用的附加电压(当系统在第二时钟循环期间作出预测时)。

在第四时钟循环期间，δv(i+1)被演算为四个单位，其指示tlp电路针对第五时钟循环预测相对较大的电流增大。同样，δe值为-2％指示tlp电路往低预测了在第四时钟循环期间要使用的电压量(当tlp电路在第三时钟循环期间作出预测时)。

应注意，δe和δm(i)是tlp电路如何良好地预测预期要用来最小化跌落或过冲的电压的指示符，但是在pid系数被保持恒定的系统中，此类指示符可能很少或者不使用。由此，使用静态pid系数的一些真实世界系统可以不演算δe或δm(i)。

一些实施例的优点在于它们可以基于瞬态负载预测来提供主动供电电压调谐。作为对比，常规系统基于观察到的电流读数来提供反应性调谐。然而，此类常规系统到当前值被检测到时已经经历跌落或过冲。本文所描述的实施例可代替地使用自适应控制算法来尝试预测何时跌落或过冲是很有可能的，并且响应于该预测而向调节器施加电压改变以在跌落或过冲发生之前减轻该跌落或过冲。在一些实施例中，与常规解决方案相比，这可以提供跌落和过冲的最小化。一般认为，过冲和下冲浪费了功率，所以最小化过冲和下冲的实施例可节省功率。另外，下冲可影响数字电路的性能，而过冲可潜在地损坏电路，所以这种现象的最小化还可改善电路的操作。

如本领域普通技术人员至此将领会的并取决于手头的具体应用，可以在本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法上做出许多修改、替换和变化而不会脱离本公开的精神和范围。有鉴于此，本公开的范围不应当被限定于本文所解说和描述的特定实施例(因为其仅是作为本公开的一些示例)，而应当与所附权利要求及其功能等同方案完全相当。