一种雷达信号处理系统的制作方法

本发明涉及一种雷达信号处理系统。

背景技术：

雷达，是英文Radar的音译，源于radio detection and ranging的缩写，意思为"无线电探测和测距"，即用无线电的方法发现目标并测定它们的空间位置。因此，雷达也被称为“无线电定位”。雷达是利用电磁波探测目标的电子设备。雷达发射电磁波对目标进行照射并接收其回波，由此获得目标至电磁波发射点的距离、距离变化率(径向速度)、方位、高度等信息。

雷达信号处理机，控制发射通道产生线性调频脉冲信号经上变频、收发开关和和差比较器后由馈源天线发射出去，目标反射的回波信号经馈源天线后通过和差比较器形成和、方位差、俯仰差三路信号，经收发开关后进行下变频后得到中频信号。整个雷达信号处理机对于得到的中频信号需要进行中频信号检测、距离跟踪、速度跟踪以及角度跟踪的信号处理流程。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种雷达信号处理系统。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种雷达信号处理系统，包括第一A/D转换模块、第一数字下变频模块、距离波门选通模块、第一脉冲压缩模块、第一相参积累MTD模块、恒虚警检测模块、点迹凝聚模块、跟踪波门模块、距离定心处理模块、测距模块、第一卡尔曼滤波模块/α-β滤波模块、速度门跟踪模块、速度定心处理模块、测速模块、第二卡尔曼滤波模块/α-β滤波模块、速度补偿模块、第二A/D转换模块、第二数字下变频模块、距离波门选通模块、第二脉冲压缩模块、第二相参积累MTD模块、测角模块；

第一A/D转换模块接收外部中频回波和信号并直接在中频对信号进行A/D采样后发送至第一数字下变频模块，第一数字下变频模块对数字中频信号进行处理后输出两路I/Q和通道信号，两路I/Q和通道信号通过距离波门选通模块进入，依次经过脉冲压缩模块、相参积累MTD模块、恒虚警检测模块后检测到目标，所述的目标输出至点迹凝聚进行点迹凝聚后形成距离信息分别输出至测角模块、跟踪波门模块和速度门跟踪模块；

其中经过凝聚后的距离信息经跟踪波门模块、距离定心处理模块后进入测距模块进行无模糊测距，测距后经第一卡尔曼滤波/α-β滤波模块产生距离选通波门，使距离波门选通模块的波门中心对准回波所检测到的目标信号；

经过凝聚后的距离信息经速度门跟踪模块、速度定心处理模块后进入测速模块进行测速，测速后经第二卡尔曼滤波/α-β滤波模块进行滤波，滤波后的信号进入速度补偿模块进行补偿，速度补偿模块的补偿信号输出至第一脉冲压缩模块和第二脉冲压缩模块；

第二A/D转换模块接收外部中频回波差信号并直接在中频对信号进行A/D采样后发送至第二数字下变频模块，第二数字下变频模块对数字中频信号进行处理后输出两路I/Q差通道信号，两路I/Q差通道信号通过距离波门选通模块依次经过第二脉冲压缩模块、第二相参积累MTD模块后获得多普勒信息，将多普勒信息输出至测角模块；测角模块根据目标个数、距离信息、多普勒信息、幅度信息、目标偏离天线法线角度计算出实际的多普勒频率从而确定目标的角度。

所述的第一数字下变频模块和第二数字下变频模块包括正交化单元、数控振荡器NCO、乘法器、FIR低通滤波器和抽取单元，正交化单元接收来自A/D转换模块的数字中频信号并进行正交化形成正交的I/Q两路信号，两路信号分别与数控振荡器NCO形成的正交本振序列相乘，并分别输出至各路的FIR低通滤波器，低通滤波器取出基带信号滤除高频成分，抽取单元将基带信号进行抽取降低信号速率，抽取单元的输出端与距离波门选通模块连接。

所述的第一脉冲压缩模块和第二脉冲压缩模块用于实现匹配滤波，采用时域脉冲压缩模块或者频域脉冲压缩模块；

所述的时域脉冲压缩模块包括四个FIR匹配滤波器和两个加法器；其中，第一FIR匹配滤波器和第二FIR匹配滤波器的第一输入端均接收I路信号，第一FIR匹配滤波器和第二FIR匹配滤波器的第二输入端分别接收脉冲响应序列，第一FIR匹配滤波器和第二FIR匹配滤波器进行卷积运算后分别输出至第一加法器的第一输入端和第二加法器的第一输入端；第三FIR匹配滤波器和第四FIR匹配滤波器的第一输入端均接收Q路信号，第三FIR匹配滤波器和第四FIR匹配滤波器的第二输入端分别接收脉冲响应序列，第三FIR匹配滤波器和第四FIR匹配滤波器进行卷积运算后分别输出至第一加法器的第二输入端和第二加法器的第二输入端；第一加法器和第二加法器经过加法运算后分别输出I/Q两路匹配滤波后的信号；

所述的频域脉冲压缩模块包括FFT单元、复数乘法单元、匹配滤波器频谱单元、IFFT单元，FFT单元对输入的I/Q两路数字信号分别做FFT进行变换操作变换到频谱为S(w)的频域，复数乘法单元将S(w)的与匹配滤波器频谱单元输出的匹配滤波器的频谱H(w)相乘，IFFT单元把得到的成绩进行IFFT运算得到脉冲压缩的结果；所述的频谱H(w)为利用匹配滤波系数进行FFT得到的。

在第一脉冲压缩模块和第一相参积累MTD模块之间还包括顺次连接的第一距离门重排模块和第一动目标显示MTI模块；在第二脉冲压缩模块和第二相参积累MTD模块之间还包括顺次连接的第二距离门重排模块和第二动目标显示MTI模块；

所述的距离门重排模块采用二维缓冲存储器，将雷达回波信号按照脉冲重复周期和距离单元排列成一个二维矩阵，其中，相同脉冲重复周期、不同距离单元的回波信号按行排列，即各行对应不同的距离单元；不同脉冲重复周期，相同距离单元的回波信号按列排列，即列对应不同的脉冲重复周期；即每一列相邻两个数据之间的时间差恰好是脉冲重复周期；采用脉冲压缩信号时，距离门宽度取为脉冲压缩后的脉冲宽度；

所述的动目标显示MTI模块将同一距离单元在相邻重复周期内的相检输出作相减运算，完成对消固定目标的回波，同时大幅度衰减慢速杂波，保留运动目标回波。

所述的第一相参积累MTD模块和第二相参积累MTD模块需要在N个积累脉冲周期内需进行M次N点复数FFT运算，M为距离单元；相参积累MTD模块采用一组相邻且部分重叠的窄带多普勒滤波器组实现，所述的窄带多普勒滤波器组覆盖预期目标多普勒频率的整个频率范围，实现动目标检测，相当于对不同的通道进行相参积累；其中，N个相邻的窄带多普勒滤波器组是通过N个输出的横向滤波器经过各重复周期的不同加权并求和后实现，所述的N个输出的横向滤波器包括N个重复周期和N-1根延迟线。

所述的恒虚警检测模块通过适当的门限控制，使检测的虚警概率恒定；所述的恒虚警检测模块包括多个恒虚警检测单元和一个多路选大单元，所述的恒虚警检测单元的数量与相参积累MTD模块的输出路数相同，每个恒虚警检测单元分别接收来自相参积累MTD模块的每个距离单元的单路输出，进行恒虚警检测判决后输出至多路选大单元，多路选大单元进行纵向多普勒通道上的比较，选出每一个距离单元的最大值，得到多通道选大的结果；在所述的恒虚警检测单元前沿和后沿各有一个覆盖若干距离单元的滑动窗，利用滑动窗中参考采样的均值，形成前、后沿局部估计，再对局部估计平均、选大、选小或加权平均，以确定恒虚警检测单元的背景杂波平均功率估计。

所述的点迹凝聚模块的输入端接收恒虚警检测模块输出的过门限的目标，并在距离向上进行遍历并判断相邻目标的距离门号是否连续：如果连续则存储距离门号的中间值作为目标距离门信息，同时对有目标的距离单元选取方位向幅度最大的目标作为输出；如果不连续则继续遍历。

所述的测角模块的测角方式为：

(1)分别获取凝聚后的目标距离和多普勒信息；

(2)取MTD处理后的和通道∑及差通道Δ对应位置的值；

(3)计算差和比幅K：K＝imag(Δ/∑)，即为差通道Δ与和通道∑比值的虚部；

(4)获取天线方向图确定的测角曲线，判断K值是否在测角曲线范围内：如果K值在测角曲线范围内则根据方向图查表获得误差角信息，如果K值不在测角曲线范围内，则进行匿影处理将该目标信息进行丢弃。

所述的速度定心处理模块用于根据检测到的信号尖峰群确定目标的真实速度，定心规则如下：

规则1：对于唯一信号尖峰，认为该尖峰就是真实速度；

规则2：对于两个相邻信号尖峰，认为最大的为真实速度；

规则3：对于三个相邻信号尖峰，认为中间信号尖峰为真实速度；

规则4：对于三个以上信号尖峰，假定前三个来自一个目标，用规则3进行处理，不断进行此项处理，直到只剩下三个或更少的相邻信号尖峰，最后采用如上适当规则确定。

所述的速度补偿模块用于补偿掉由雷达平台和目标的相对径向速度引起的距离走动，即将散布在不同距离单元的不同时刻的目标回波信号统一到单个距离单元中来，达到充分利用目标的能量来进行相参积累的目的。

本发明的有益效果是：本发明中频信号进行模数转换模块后转换为数字信号，然后再经过数字下变频，将信号转换为I、Q两路基带信号，和差三路I、Q信号分别经过距离选通波门形成选通信号，选通信号经过脉冲压缩后输出窄脉冲信号、距离门重排缓冲存储器将数据由原来的按时间排列变为按距离单元排列、之后由MTD对目标进行相参相累。由和通道经恒虚警检测检测目标信号，并测距后通过卡尔曼滤波，形成下一时刻的距离选通波门，求出能量，同时和、差通道的目标信号送至测角系统，得到平台运动方向的目标方位角和俯仰角，完成角误差的测量并进行角度跟踪。

附图说明

图1为本发明结构方框图；

图2为数字下变频模块原理框图；

图3为时域脉冲压缩模块原理框图；

图4为频域脉冲压缩模块原理框图；

图5为二次相消器原理框图；

图6为MTD多普勒滤波器组原理框图；

图7为均值类恒虚警模块原理框图；

图8为MTD工作方式时的多路恒虚警模块检测原理框图；

图9为点迹凝聚模块流程示意图；

图10为测角模块流程示意图；

图11为时域速度补偿模块原理框图；

图12为频域速度补偿模块原理框图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案：

信号处理机控制发射通道产生线性调频脉冲信号经上变频、收发开关和和差比较器后由馈源天线发射出去，目标反射的回波信号经馈源天线后通过和差比较器形成和、方位差、俯仰差三路信号，经收发开关后进行下变频后得到中频信号。

如图1所示，一种雷达信号处理系统，包括第一A/D转换模块、第一数字下变频模块、距离波门选通模块、第一脉冲压缩模块、第一相参积累MTD模块、恒虚警检测模块、点迹凝聚模块、跟踪波门模块、距离定心处理模块、测距模块、第一卡尔曼滤波模块/α-β滤波模块、速度门跟踪模块、速度定心处理模块、测速模块、第二卡尔曼滤波模块/α-β滤波模块、速度补偿模块、第二A/D转换模块、第二数字下变频模块、距离波门选通模块、第二脉冲压缩模块、第二相参积累MTD模块、测角模块；

第一A/D转换模块接收外部中频回波和信号并直接在中频对信号进行A/D采样后发送至第一数字下变频模块，第一数字下变频模块对数字中频信号进行处理后输出两路I/Q和通道信号，两路I/Q和通道信号通过距离波门选通模块进入，依次经过脉冲压缩模块、相参积累MTD模块、恒虚警检测模块后检测到目标，所述的目标输出至点迹凝聚进行点迹凝聚后形成距离信息分别输出至测角模块、跟踪波门模块和速度门跟踪模块；

其中经过凝聚后的距离信息经跟踪波门模块、距离定心处理模块后进入测距模块进行无模糊测距，测距后经第一卡尔曼滤波/α-β滤波模块产生距离选通波门，使距离波门选通模块的波门中心对准回波所检测到的目标信号；

经过凝聚后的距离信息经速度门跟踪模块、速度定心处理模块后进入测速模块进行测速，测速后经第二卡尔曼滤波/α-β滤波模块进行滤波，滤波后的信号进入速度补偿模块进行补偿，速度补偿模块的补偿信号输出至第一脉冲压缩模块和第二脉冲压缩模块；

第二A/D转换模块接收外部中频回波差信号并直接在中频对信号进行A/D采样后发送至第二数字下变频模块，第二数字下变频模块对数字中频信号进行处理后输出两路I/Q差通道信号，两路I/Q差通道信号通过距离波门选通模块依次经过第二脉冲压缩模块、第二相参积累MTD模块后获得多普勒信息，将多普勒信息输出至测角模块；测角模块根据目标个数、距离信息、多普勒信息、幅度信息、目标偏离天线法线角度计算出实际的多普勒频率从而确定目标的角度。

具体地，本实施例的中频信号进行模数转换模块后转换为数字信号，然后再经过数字下变频，将信号转换为I、Q两路基带信号，和差三路I、Q信号分别经过距离选通波门形成选通信号，选通信号经过脉冲压缩后输出窄脉冲信号、距离门重排缓冲存储器将数据由原来的按时间排列变为按距离单元排列、之后由MTD对目标进行相参相累。由和通道经恒虚警检测检测目标信号，并测距后通过卡尔曼滤波，形成下一时刻的距离选通波门，求出能量，同时和、差通道的目标信号送至测角系统，得到平台运动方向的目标方位角和俯仰角，完成角误差的测量并进行角度跟踪。

其中，在目标跟踪的过程中，为了提高系统的抗干扰性能，需要对目标的距离、速度信息进行卡尔曼滤波或α-β滤波，防止强杂波干扰的影响。卡尔曼滤波是一种线性无偏最小方差的最佳估计：即第K个周期观测值Z(K)获得后，把它和前一个周期的估计值线性组合得到了第K个周期的估计值它的性能是最佳的。

进一步地，在本实施例中，角度跟踪子系统为两个，其中一个为根据中频回波方位差信号测量出动目标方位差信息，另外一个为根据中频回波俯仰差信号计算出动目标俯仰差信息。

其中，A/D变换器的主要设计考虑是采样频率f_s的选择，f_s的选择与中频频率和信号带宽有关，同时为了使信号处理机有更大的动态范围，f_s应量高，为了使信号处理机尽可能地简单，f_s应尽可能低，f_s的选择是综合考虑这些因素的结果，按带通信号采样公式：

式中f₀为120MHz中心频率，B为40MHz带宽，取f_s＝160MHz(相当于n＝1的情况)，该采样频率可同时兼顾动态范围与实现难度。

直接中频采样技术是在中频对信号直接用A/D进行采样，信号采样后，经过变换得到I、Q双路信号。这样得到的正交信号的一致性好、精度高，而且具有数字电路的其他优点，从而在很大程度上提高了雷达信号处理系统性能。

如图2所示，所述的数字下变频模块包括正交化单元、数控振荡器NCO、乘法器、FIR低通滤波器和抽取单元，正交化单元接收来自A/D转换模块的数字中频信号并进行正交化形成正交的I/Q两路信号，两路信号分别与数控振荡器NCO形成的正交本振序列(-sin(2π*fi*n*ts)和cos(2π*fi*n*ts))相乘，并分别输出至各路的FIR低通滤波器，低通滤波器取出基带信号滤除高频成分，抽取单元将基带信号进行抽取降低信号速率，抽取单元的输出端与距离波门选通模块连接。

具体地，数字正交下变频模块完成的功能包括3个部分：一是正交化，将数字中频信号通过正交化模块得到正交的I、Q两路信号；二是下变频，数字混频器将数字中频信号和正交本振序列相乘，而后通过低通滤波器取出基带信号，滤除高频成分；三是抽取，以降低信号速率。DDC中乘法器和低通滤波器都通过数字运算完成，不存在模拟乘法器和模拟低通滤波器因电路不一致而引起的幅度误差和相位正交误差。

中心频率f₀为120MHz，带宽B为40MHz，采样速率f_s＝160MHz，因此NCO中心频率为20MHz，抽取倍数为2。

FIR低通滤波器设计为128阶，带外抑制达到65dB以上；滤波器输入数据为14位，系数为16位，采样速率为80Msps，滤波器输出数据位宽23位。

在ISE中调用专用的IP核进行滤波，指定FIR滤波的工作时钟为采样时钟的4倍(即320MHz)，则需要FPGA中DSP资源为16个，和差三路信号正交化后需要16*2(每通道正交I/Q两路)*3(和差三通道)＝96个DSP资源。

时域脉冲压缩模块采用FIR滤波结构，通过对回波序列s(n)与匹配滤波器的脉冲响应序列h(n)求卷积来实现的，要得到输出结果需要做四组相关运算,滤波器复相关运算量随着信号时宽的增加而显著增加，完成运算所需的芯片量级也随之增加。脉冲压缩处理时域实现框图如下图所示。匹配滤波器系数为线性调频信号复包络的镜像共扼。事先将所有波形的滤波器系数存放于FPGA的ROM中，工作时，根据不同的雷达波形读取相应的系数进行卷积运算。为了抑制脉压旁瓣，还应对匹配滤波器采用汉明窗加权。

如图3所示，所述的时域脉冲压缩模块包括四个FIR匹配滤波器和两个加法器；其中，第一FIR匹配滤波器和第二FIR匹配滤波器的第一输入端均接收I路信号，第一FIR匹配滤波器和第二FIR匹配滤波器的第二输入端分别接收脉冲响应序列，第一FIR匹配滤波器和第二FIR匹配滤波器进行卷积运算后分别输出至第一加法器的第一输入端和第二加法器的第一输入端；第三FIR匹配滤波器和第四FIR匹配滤波器的第一输入端均接收Q路信号，第三FIR匹配滤波器和第四FIR匹配滤波器的第二输入端分别接收脉冲响应序列，第三FIR匹配滤波器和第四FIR匹配滤波器进行卷积运算后分别输出至第一加法器的第二输入端和第二加法器的第二输入端；第一加法器和第二加法器经过加法运算后分别输出I/Q两路匹配滤波后的信号。

从图中可见，时域脉冲压缩需要4个FIR滤波器实现，根据波形设计要求，LFM脉冲宽度最宽为36us，在采样速率为80Msps时，匹配滤波器的系数为2880个，输入数据位宽23位，系数位宽16位，滤波器输出数据位宽32位。

如图4所示，频域脉冲压缩的基本原理是先对采集到得数字信号s(n)做FFT变换，使其变换到频域，其频谱为S(w)，再将S(w)与匹配滤波器的频谱H(w)(利用匹配滤波系数进行FFT得到的)相乘，把得到的乘积进行IFFT运算即得到脉冲压缩的结果。对于频域法，频域数字脉冲压缩在处理大时宽信号时其设备量增加不大，在处理大时宽脉压信号时采用频域处理系统有着明显的优势。

具体地，所述的频域脉冲压缩模块包括FFT单元、复数乘法单元、匹配滤波器频谱单元、IFFT单元，FFT单元对输入的I/Q两路数字信号分别做FFT进行变换操作变换到频谱为S(w)的频域，复数乘法单元将S(w)的与匹配滤波器频谱单元输出的匹配滤波器的频谱H(w)相乘，IFFT单元把得到的成绩进行IFFT运算得到脉冲压缩的结果；所述的频谱H(w)为利用匹配滤波系数进行FFT得到的。

输入数据位宽23位，H(k)系数为16位，乘法器输出后数据位宽为32位。

针对不同波形，3个通道在时域和频域同时对3通道进行脉冲压缩所需要的资源和处理时间如下表(以所选芯片SCKU115为平台)：

表中可见，在此种条件下，频域处理方法相对于时域处理方法在FPGA资源方面有明显的优势，因此，本实施例拟采用频域脉冲压缩处理。

进一步地，在第一脉冲压缩模块和第一相参积累MTD模块之间还包括顺次连接的第一距离门重排模块和第一动目标显示MTI模块；在第二脉冲压缩模块和第二相参积累MTD模块之间还包括顺次连接的第二距离门重排模块和第二动目标显示MTI模块。

其中，实现距离门重排需要二维缓冲存储器，将雷达回波信号按照脉冲重复周期和距离单元排列成一个二维矩阵。相同脉冲重复周期，不同距离单元的回波信号按行排列，即各行对应不同的距离单元；不同脉冲重复周期，相同距离单元的回波信号按列排列，即列对应不同的脉冲重复周期。由此可知，每一列相邻两个数据之间的时间差恰好是脉冲重复周期。

采用脉冲压缩信号时，距离门宽度取为脉冲压缩后的脉冲宽度。数据从单个距离门读出送到后续的杂波处理和多普勒滤波器组，依次分析来自不同距离门的数据。

采样数据按照上面的格式进行重排后，通过对这一帧数据，可以得到目标的模糊距离或者模糊速度。MTD依次对每一距离单元的N点数据进行多普勒滤波，为保证对全程内每个距离单元的滤波能在N*Tr(相参处理间隔CPI)内完成，输入存储的读出速率(即滤波器的处理速度)一般可以比其写入速率快些。

在FPGA中需要设计RAM来实现距离门二维数据的存储，输入数据位宽32位，如果需要探测375米范围内的目标，需要距离门个数M为100个。

针对不同波形，三个通道在数据重排时所需要的资源如下表：

当固定目标、地杂波等与运动目标处于同一距离单元时，前者的回波通常较强，以至于运动目标的回波被淹没其中，故必须设法对二者进行区分。针对动目标与杂波的不同多普勒特性，将同一距离单元在相邻重复周期内的相检输出作相减运算，则固定目标回波将被完成对消，慢速杂波也将得到很大程度衰减，只有运动目标回波得以保留。显然这样便可将固定目标、慢速杂波与运动目标区分开来。通过动目标显示(MTI)技术，利用MTI滤波器滤除相应杂波，对固定地杂波进行抑制，从而提高目标检测性能。

脉冲工作状态时，信号按重复周期间隔重复出现，因此所用滤波器的频响也应是梳齿状的。滤波器的基本组成元件是延迟时间等于重复周期的迟延线，零频杂波(地杂波)的MTI滤波器应在零频及其周期出现点处形成凹口。

由于杂波频谱有一定的宽度，而本项目目标多普勒频又不高，因此应合理地设计MTI滤波器。

最常用的零频MTI滤波器是二项式滤波器，其中最为典型的是一次相消器(二脉冲对消)和二次相消器(三脉冲对消)。

二次相消器或称三脉冲对消器的原理框图图5所示，输入数据是一个基带复数样本，这些是同一个距离单元由顺序脉冲返回的，形成一个有效的采样间隔T_r的离散时间序列x(n)。其时域方程为：y(n)＝x(n)-2*x(n-l)+x(n-2)，固定二次对消器的传递函数为H(z)＝1-2*Z^-1+Z^-2。

二次对消器相对于一次对消，明显地提高了零多卜勒频率的零陷和凹口宽度，改善了杂波抑制的性能。

虽然二次对消器较一次对消器有较宽的抑制凹口，杂波抑制能力有所增强，但通带内的增益仍然很大，有可能也抑制了动目标回波，改善MTI滤波器通带特性的方法是增加反馈支路，设计所谓的递归滤波器。

在本实施例中，动目标检测处理是一种利用多普勒滤波器来抑制各种杂波，以提高雷达在杂波背景下检测运动目标能力的技术。MTD采用一组相邻且部分重叠的多普勒滤波器组，覆盖预期目标多普勒频率的整个频率范围，以达到动目标检测的目的，其实质相当于对不同的通道进行相参积累。

由于杂波和目标的多普勒频移不同，它们将出现在不同的多普勒滤波器输出端，多普勒频率不同对应了不同的窄带滤波器输出，因而，MTD还可以根据不同的窄带滤波器输出求出多普勒频移进而来确定目标的速度。

在数字化处理中，MTD通常采用数字滤波的方法，如图6所示，具有N个输出的横向滤波(N个重复周期和N-1根延迟线)，经过各重复周期的不同加权并求和后，即可实现N个相邻的窄带滤波器组。该滤波器的频率覆盖范围为0到fr，fr为雷达工作时脉冲重复频率，其原理性结构框图如图所示，(Tr为脉冲重复周期)。

由于DFT是一种特殊的横向滤波器，若图中加权因子按DFT定义选择，并采用DFT的快速算法FFT，就可实现基于FFT的MTD滤波。N点FFT形成的N个滤波器均匀分布在0～fr频率区间内，目标信号由于多普勒频率的不同可能出现在频率轴的不同位置上，因此可能从0～N-1号滤波器输出。具体做法是

对每个脉冲同一距离单元的一组数据做FFT来得到等效的滤波器组。

MTD需要在N个积累脉冲周期内需进行M(距离单元)次N点复数FFT运算。假设FFT输入数据位宽32位，在320MHz处理时钟下工作，则1个通道的运算资源如下表：

因为处理时间只有5.1us，而N个积累脉冲周期远远大于处理时间，所以3通道的FFT可以采用流水处理方法。

在本实施例中，回波信号经过多普勒滤波和包络检波后进行恒虚警检测处理，恒虚警(CFAR)检测通过适当的门限控制，使检测的虚警概率恒定。恒虚警处理能使雷达在强干扰下损失少许检测能力但仍能正常工作。

均值类CFAR适用于空间上统计平稳的背景，它在检测单元前、后沿各有一个覆盖若干距离单元的滑动窗，利用滑动窗中参考采样的均值，形成前、后沿局部估计，再对局部估计平均、选大、选小或加权平均，以确定检测单元的背景杂波平均功率估计。鉴于信号可能会跨越到前后邻近单元中，检测单元及其临近前后距离单元一般不包括在平均窗内，如果目标信号大于运算检测门限则发现目标，否则目标就不能被发现。均值类恒虚警中比较典型的几种方法是单元平均恒虚警(CA-CFAR)、两侧单元平均选大恒虚警(GO-CFAR)、两侧单元平均选小恒虚警(SO-CFAR)和单元加权平均恒虚警(WCA-CFAR)。原理图如7所示。

雷达回波信号经过MTD滤波后的输出就是N个滤波器的输出，每个数据具有距离和频率两个参变量，所以需要采用二维恒虚警检测。恒虚警检测是N个滤波器的输出需要送到N个恒虚警检测电路，每个滤波器的检测门限可以根据该滤波器内所含噪声和杂波的强弱而实时确定。

MTD滤波器有多路输出，所以需要采用多路CFAR检测，如图8所示。单个脉冲每个距离单元检测判决输出后，再进行纵向即多普勒通道上的比较，选出每一个距离单元上的最大值，得到多通道选大的结果。N个通道的MTD结果经过选大，最后输出单路CFAR结果。

FPGA运算量：每个时钟节拍下最多要做512个复数求模运算，可采用近似算法，只需要比较和加法实现。

由于在实际情况下，往往会存在目标跨多个距离和多普勒单元的情况，此时会使得同一个目标被多次检测，增加了检测目标一次点的数目。因此在单脉冲测角之前会对目标进行点迹凝聚。点迹凝聚的作用是对跨多个距离门或者多个多普勒单元的同一个目标进行“凝聚”操作，以减少最终输出的一次点目标个数。进行点迹凝聚的算法比较多，本系统采用对跨多距离门的目标选取中间距离门作为目标距离门的输出；在多普勒上认为在同一个距离门上不存在多个不同速度的目标，在一个距离门的所有多普勒通道上选取目标强度最大的目标作为最终的目标输出。

在恒虚警检测过程中，由于在距离向进行的，每进行一个多普勒通道的滑窗处理就能得到多普勒号相同但距离门号不相同的目标，可以直接判断这些距离门标号是否是连续的，如果是连续的，那么选取距离门号中间的目标作为输出，而不是将所有的目标作为最终的输出。在距离向凝聚完成后，对有相同距离门编号的目标进行方位向幅度选大处理，最终将有相同距离门且该距离门的方位向幅度最大的目标点作为输出。

具体地，如图9所示，所述的点迹凝聚模块的输入端接收恒虚警检测模块输出的过门限的目标，并在距离向上进行遍历并判断相邻目标的距离门号是否连续：如果连续则存储距离门号的中间值作为目标距离门信息，同时对有目标的距离单元选取方位向幅度最大的目标作为输出；如果不连续则继续遍历。

点迹凝聚完成后可以减少目标的数目，至此可以获取目标的个数、距离信息、多普勒信息以及幅度信息。但是目标的角度信息还没有获取，利用单脉冲测角中和差波束测角的方法，对目标偏离天线法线方向角度进行测量。根据测量的角度，可以计算出目标实际的多普勒频率，从而确定目标的实际位置。

由于天线的方向图是确定的，因此事先可以确定差路与和路比值K的虚部随目标角度的变化关系，制成满足精度的表格存入FPGA的ROM中以供查表使用。

具体地，如图10所示，所述的测角模块的测角方式为：

(1)分别获取凝聚后的目标距离和多普勒信息；

(2)取MTD处理后的和通道∑及差通道Δ对应位置的值；

(3)计算差和比幅K：K＝imag(Δ/∑)，即为差通道Δ与和通道∑比值的虚部；

(4)获取天线方向图确定的测角曲线，判断K值是否在测角曲线范围内：如果K值在测角曲线范围内则根据方向图查表获得误差角信息，如果K值不在测角曲线范围内，则进行匿影处理将该目标信息进行丢弃。

进一步地，所述的角度跟踪子系统还包括一个低通滤波器，测角模块的输出端与低通滤波器连接，低通滤波器输出动目标差信息。

在本实施例中，通过比较相邻多普勒滤波器的输出来实现多普勒跟踪。

速度定心处理：单个目标的多普勒频率可能展宽到三个相邻的滤波器中，在三个相邻的滤波器单元中被检测到；这种效应可以用速度定心尽量予以抵消。速度定心的目的是根据检测到的信号尖峰群确定目标的真实速度。可采用如下规则完成速度定心：

规则1：对于唯一信号尖峰，认为该尖峰就是真实速度；

规则2：对于两个相邻信号尖峰，认为最大的为真实速度；

规则3：对于三个相邻信号尖峰，认为中间信号尖峰为真实速度；

规则4：对于三个以上信号尖峰，假定前三个来自一个目标，用规则3进行处理，不断进行此项处理，直到只剩下三个或更少的相邻信号尖峰，最后采用如上适当规则确定。

所述的速度补偿模块用于补偿掉由雷达平台和目标的相对径向速度引起的距离走动，即将散布在不同距离单元的不同时刻的目标回波信号统一到单个距离单元中来，达到充分利用目标的能量来进行相参积累的目的。

所述的速度补偿模块为时域速度补偿模块或者频域速度补偿模块；

速度补偿模块用于补偿掉由雷达平台和目标的相对径向速度引起的距离走动，就是将散布在不同距离单元的不同时刻的目标回波信号统一到单个距离单元中来，这样就能充分的利用目标的能量来进行相参积累。

假如目标的径向速度已知，我们就可以根据相对径向速度和雷达的脉冲重复周期来估计每个脉冲走动的距离单元数，若v为目标相对雷达平台的速度，T_r为脉冲重复周期，则第m个脉冲的回波相对于初始的回波走动了Δτ_m＝2vmT_r/C，对每个脉冲只需补偿该距离走动即可，但是，大多数情况下，目标的速度是不可知的，所以必须对速度进行搜索，由于目标的飞行速度有一个范围,对目标搜索时根据目标的一个大致范围，把该范围分成N个离散的速度，用各个速度值来进行运动补偿，之后进行相参积累，当目标的补偿速度刚好相近与其真实速度时，这时获得最高的相参积累信噪比，由此可根据相参积累后的峰值来判断目标的存在与否。然后利用插值算法重构采样信号的复包络，然后对包络信号进行脉间移位处理，实现包络对齐。时域速度补偿模块原理框图如图9所示。

频域速度补偿模块如图10所示：包络插值移位补偿算法是在时域上完成的，在时域的延时与在频域乘上一个指数函数是等价的，所以在频域上乘上一个指数函数同样可以对时域上的延时进行补偿，这样既可完成分数阶延时，解决了真实的延时不是采样周期整数倍带来的补偿误差，可以把此算法与数字频域脉压相结合，大大的减小了运算量，这就是频域校正补偿算法的优点和基本思想。

一般情况下，速度是未知的，这时候就要仿照时域速度补偿模块的算法来完成速度v的搜索，可把v划定在一个范围内，再将此范围以等步长的形式量化为N个值，量化的步长要保证补偿的误差小于半个距离单元，具体的算法流程与时域速度补偿模块的算法类似。