一种基于线性回归的多径抑制方法及装置与流程

本发明涉及室内定位
技术领域：
，特别是涉及一种基于线性回归的多径抑制方法及装置。
背景技术：
：多径传输现象指无线电信号从发射天线经过多个路径抵达接收天线的传播现象；多径传输现象会造成多径干扰，例如，在室内环境中由于室内环境复杂，信号在室内传输时，会受到室内墙体等影响产生大量的反射信号，多径传输现象严重，室内的定位接收机会接收到卫星直接发送的直达信号与其它反射信号组成的多径合成信号，并通过此多径合成信号来进行定位，因而室内的定位接收机的定位精度受到了多径干扰的影响。为提高定位接收机的定位精度，必须对多径干扰进行有效抑制。els(earlylateslope，前后斜率法)技术是目前常用的一种通过改进码环鉴相器来抑制多径干扰的方法，应用此方法的定位接收机中设置有两组超前滞后相关器，每个相关器用于将定位接收机接收到的信号与基于该相关器对应的码相位偏移值进行偏移后获得的本地复制码进行相关运算，获得输出值。在现有技术中，该方法首先需要采集同一采样时刻各个相关器分别对应的码相位偏移值以及输出值，以计算自相关函数曲线的相关峰两侧的斜率。如图1所示，在同一采样时刻，两个相关间隔为d1的超前相关器的输出值分别为e1和e2，两个相关间隔为d2的滞后相关器的输出值分别为l1和l2，则可以计算出自相关函数曲线超前侧的斜率自相关函数曲线滞后侧的斜率然后再用自相关函数曲线用两侧的斜率计算鉴相误差，并用鉴相误差修正鉴相器的鉴相值，再用修正后的鉴相值调整定位接收机的原始本地复制码，完成多径抑制。用修正后的鉴相值调整定位接收机的原始本地复制码可以实现减小跟踪误差，提高原始本地复制码与接收信号的同步精度的目的，保证定位接收机可以得到更加精确的伪距，进而保证定位接收机的定位精度。但是，在有限带宽或者低信噪比的条件下，信号的自相关函数曲线并不是由斜率明确的直线所构成的，如图2和图3所示，在有限带宽或者低信噪比的条件下，信号的自相关函数曲线十分不规则，此时，如果使用上述现有技术中的方法来实现多径抑制，由于所确定的自相关函数曲线两侧的斜率不准确，导致所计算的鉴相误差也不准确，进一步导致修正后的鉴相值不准确，多径抑制效果差。技术实现要素：本发明实施例的目的在于提供一种基于线性回归的多径抑制方法及装置，以实现在有限带宽或者低信噪比的条件下，保证修正后的鉴相值的精确性，继而提高多径抑制的效果。具体技术方案如下：为达上述目的，第一方面，本发明实施例提供了一种基于线性回归的多径抑制方法，应用于定位接收机，所述定位接收机包括处理器、鉴相器、至少三组超前滞后相关器，其中一组超前滞后相关器为用于获得目标输出值的目标超前滞后相关器，所述目标输出值为用以计算鉴相误差的输出值，所述方法包括：所述处理器在目标采样时刻采集各个超前相关器及滞后相关器分别对应的样本；其中，所述样本包括相关器在所述目标采样时刻的输出值与相关器对应的码相位偏移值，所述输出值为相关器将定位接收机接收到的信号与自身对应的目标本地复制码进行相关运算所获得的，所述目标本地复制码为按照相关器自身对应的码相位偏移值，对原始本地复制码进行偏移后所获得的本地复制码；所述处理器针对所获得的样本，以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量，按照线性回归的方法确定自相关函数曲线两侧的斜率；所述处理器基于自相关函数曲线两侧的斜率及所述目标输出值，计算鉴相误差；所述处理器基于所述鉴相误差，修正鉴相器的鉴相值，以使得鉴相器按照修正后的鉴相值调整定位接收机的原始本地复制码，完成多径抑制。优选的，所述处理器针对所获得的样本，以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量，按照线性回归的方法确定自相关函数曲线两侧的斜率的步骤，包括：所述处理器针对所获得的样本，通过最小二乘法求解目标线性回归方程，得到自相关函数曲线两侧的斜率，其中，所述目标线性方程为以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量的线性回归方程。优选的，所述处理器针对所获得的样本，通过最小二乘法求解目标线性回归方程，得到自相关函数曲线两侧的斜率的步骤，包括：所述处理器针对所获得的样本，按照以下公式分别计算自相关函数曲线两侧的斜率：式中，τ为目标采样时刻的码相位值，当a为自相关函数曲线超前侧的斜率时，τi表示超前相关器i的码相位偏移值，i表示超前相关器的编号，所有的超前相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有超前相关器的码相位偏移值的平均值，r(τ+τi)表示超前相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有超前相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值；当a为自相关函数曲线滞后侧的斜率时，τi表示滞后相关器i的码相位偏移值时，i为滞后相关器的编号，所有的滞后相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有滞后相关器的码相位偏移值的平均值，r(τ+τi)表示滞后相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有滞后相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值。优选的，所述处理器基于自相关函数曲线两侧的斜率及所述目标输出值，计算鉴相误差的步骤，包括：所述处理器基于自相关函数曲线两侧的斜率及所述目标输出值，按照以下公式计算鉴相误差：式中，δ表示鉴相误差，a1和a2分别表示自相关函数曲线超前侧与滞后侧的斜率，e1和l1分别表示目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器在目标采样时刻的输出值，d表示目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器的相关间隔。优选的，所述至少三组超前滞后相关器中，除所述目标超前滞后相关器外，其余组的超前滞后相关器包括码相位偏移值大于第一码相位偏移值的超前相关器、码相位偏移值小于第一码相位偏移值的超前相关器、码相位偏移值大于第二码相位偏移值的滞后相关器，以及码相位偏移值小于第二码相位偏移值的滞后相关器；其中，所述第一码相位偏移值和所述第二码相位偏移值分别为：所述目标超前滞后相关器中的超前相关器及滞后相关器的码相位偏移值。优选的，所述处理器基于所述鉴相误差，修正鉴相器的鉴相值的步骤，包括：所述处理器修正鉴相器的鉴相值为：预先设置的原始鉴相值与所述鉴相误差的差值。第二方面，本发明实施例提供了一种基于线性回归的多径抑制装置，其特征在于，应用于定位接收机，所述定位接收机包括处理器、鉴相器、至少三组超前滞后相关器，其中一组超前滞后相关器为用于获得目标输出值的目标超前滞后相关器，所述目标输出值为用以计算鉴相误差的输出值；所述处理器，用于针对每个相关器，按照相关器对应的码相位偏移值，对原始本地复制码进行偏移，得到目标本地复制码，并将目标本地复制码发送给该相关器；在目标采样时刻采集各个超前相关器及滞后相关器分别对应的样本；针对所获得的样本，以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量，按照线性回归的方法确定自相关函数曲线两侧的斜率；基于自相关函数曲线两侧的斜率及所述目标输出值，计算鉴相误差；基于所述鉴相误差，修正鉴相器的鉴相值；其中，所述样本包括相关器在所述目标采样时刻的输出值与相关器对应的码相位偏移值；各组所述超前滞后相关器中的相关器，用于在目标采样时刻，将定位接收机接收到的信号与自身对应的所述目标本地复制码进行相关运算，获得输出值；所述鉴相器，用于按照修正后的鉴相值调整定位接收机的原始本地复制码，完成多径抑制。优选的，所述处理器，针对所获得的样本，通过最小二乘法求解目标线性回归方程，得到自相关函数曲线两侧的斜率，其中，所述目标线性方程为以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量的线性回归方程。优选的，所述处理器，针对所获得的样本，按照以下公式分别计算自相关函数曲线两侧的斜率：式中，τ为目标采样时刻的码相位值，当a为自相关函数曲线超前侧的斜率时，τi表示超前相关器i的码相位偏移值，i表示超前相关器的编号，所有的超前相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有超前相关器的码相位偏移值的平均值，r(τ+τi)表示超前相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有超前相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值；当a为自相关函数曲线滞后侧的斜率时，τi表示滞后相关器i的码相位偏移值时，i为滞后相关器的编号，所有的滞后相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有滞后相关器的码相位偏移值的平均值，r(τ+τi)表示滞后相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有滞后相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值。优选的，所述处理器，基于自相关函数曲线两侧的斜率及所述目标输出值，按照以下公式计算鉴相误差：式中，δ表示鉴相误差，a1和a2分别表示自相关函数曲线超前侧与滞后侧的斜率，e1和l1分别表示目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器在目标采样时刻的输出值，d表示目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器的相关间隔。优选的，所述至少三组超前滞后相关器中，除所述目标超前滞后相关器外，其余组的超前滞后相关器包括码相位偏移值大于第一码相位偏移值的超前相关器、码相位偏移值小于第一码相位偏移值的超前相关器、码相位偏移值大于第二码相位偏移值的滞后相关器，以及码相位偏移值小于第二码相位偏移值的滞后相关器；其中，所述第一码相位偏移值和所述第二码相位偏移值分别为：所述目标超前滞后相关器中的超前相关器及滞后相关器的码相位偏移值。优选的，所述处理器，修正鉴相器的鉴相值为：预先设置的原始鉴相值与所述鉴相误差的差值。由以上可见，本发明实施例所提供的方案中，处理器首先在目标采样时刻采集各个超前相关器及滞后相关器分别对应的样本；然后针对所获得的样本，以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量，按照线性回归的方法确定自相关函数曲线两侧的斜率；再基于自相关函数曲线两侧的斜率及目标输出值，计算鉴相误差；最后基于所计算的鉴相误差，修正鉴相器的鉴相值，以使得鉴相器按照修正后的鉴相值调整定位接收机的原始本地复制码，完成多径抑制；其中；上述样本包括相关器在目标采样时刻的输出值与相关器对应的码相位偏移值。与现有技术相比，本发明实施例提供方案按照线性回归的方法来计算自相关函数曲线两侧的斜率，在实际应用中，尤其是有限带宽或者低信噪比的情况下，保证了所计算的斜率的准确性，从而保证通过斜率所计算的鉴相误差的准确性，进而保证根据鉴相误差修正的鉴相值的精确性，最终提高了多径抑制的效果，实现多径干扰的有效抑制。附图说明为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。图1为现有技术的els算法中计算自相关函数曲线两侧斜率的原理图；图2为在有限带宽和无限带宽的情况下，信号实际的自相关函数曲线的示意图；图3为在低信噪比和理想情况下，信号实际的自相关函数曲线的示意图；图4为多径干扰示意图；图5为本发明实施例提供的基于线性回归的多径抑制方法的流程示意图；图6为本发明实施例提供的基于线性回归的多径抑制装置的结构示意图。具体实施方式下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。下面首先针对本发明涉及到的技术术语进行简单介绍。多径抑制，就是对多径干扰问题的抑制。众所周知，随着移动互联网的兴起，位置服务逐渐成为人们生活中密不可分的部分，位置服务所提供的精确位置信息能给人们的生活带来很大的便利。以室内定位技术举例：现如今，随着城市现代化进程的推进，人们的主要活动都集中在了室内，因此，研究出能提供高精度的室内位置信息的定位系统是至关重要的。但是，如前
背景技术：
所述，由于室内环境的复杂性，室内的定位接收机的定位精度受到了多径干扰的制约，要提高定位精度必须使用有效的多径抑制方法。目前主要的多径抑制方法分为空域抑制方法和环路抑制方法。上述环路抑制方法主要分为两类：一类是通过直接改进鉴相器来抑制或消除多径干扰的多径抑制方法，例如基于窄相关、els技术或strobe鉴相器实现的多径抑制方法；另一类是通过对多径信号的参数进行估计，将估计出的多径信号从接收信号中去除，从而得到直达信号的多径抑制方法，例如基于扩展卡尔曼滤波算法或多径误差估计延迟锁相环技术实现的多径抑制方法。上述现有技术中，基于els技术实现的多径抑制方法虽然在一般的多径环境下能减小大部分的多径干扰，但该方法具有局限性，其并不适用任意环境，如图2和图3所示，在带宽有限和信噪比较低的情况下，信号的自相关函数曲线发生畸变，所以此时基于els技术所计算的斜率不准确，最终导致该方法的多径抑制效果大大下降。以tc-ofdm(time&codedivision-orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，基于时分的cdma-ofdm叠加信号体制)信号为例，tc-ofdm信号在室内传输时，受到室内墙体的影响往往会产生大量的反射信号，从而引起多径现象；为了便于说明，假设定位接收机接收到的tc-ofdm信号只包含直达信号和一路多径信号，则接收中频信号的数学模型为：式中，t表示时间，r(t)表示t时刻的中频信号值，a、α0分别直达信号和多径信号的幅值，d(t)、s(t)分别表示t时刻的数据码和gold码(一种伪随机码)，f表示中频信号的频率，τ0、分别表示多径信号的时间延迟和相位延迟。接收的中频信号在经过a/d转换(模数转换)后可得到接收机基带可处理的离散数字中频信号，为方便说明，此处只以离散数字中频信号中的i路信号进行说明。该i路信号进入相关器与本地复制码进行相关后的结果可以表示为：其中，e为码相位偏移值超前个码片值的超前相关器的相关结果，p为即时相关器的相关结果，l为码相位偏移值滞后个码片值滞后相关器的相关结果，d为超前相关器与滞后相关器的相关间隔，φ、τ分别表示直达信号的载波相位和码相位，δθ、δτ分别表示多径信号相对于直达信号的载波相位延迟和码相位延迟，r()表示伪码相关函数。相对于码环而言，多径信号对载波的影响可以忽略不计，为便于研究，一般认为此时载波已完全剥离，即φ＝0；同时多径信号引起的载波相位变化为0到π，其中载波相位延迟为0时，多径信号与直达信号同相，载波相位延迟为π时，多径信号与直达信号反相，这两种情况下，多径载波相位延迟所带来的影响都要大于其他情况，故一般只考虑同相和反相这两种情况。对于els算法而言，同相和反相的斜率估计方法是一样，为便于研究，本发明在此只说明同相情况下的多径干扰，故上式中的δθ＝0。由此可得到简化后的超前滞后相关器的相关结果为：由式(6)可得同相多径干扰下即时相关器的输出，如图4所示。由图4可看出，由于多径信号的存在，即时相关器的相关函数曲线发生了明显的变化：由图中“直达信号”所对应的曲线变为“多径合成信号”所对应的曲线。此时根据传统鉴相器的鉴相原理，当e路和l路的相关值相等时则认为p路的码相位偏移为0，而在多径干扰下，即使e路和l路的相关值相等，p路的实际码相位偏移也不为0，因而采用传统鉴相器鉴相就会产生极大的误差，影响定位精度。基于els技术的多径抑制方法，其计算鉴相误差的原理可以结合上述
背景技术：
以及图1进行说明。由
背景技术：
可知，自相关函数曲线超前侧的斜率自相关函数曲线滞后侧的斜率由两侧斜率可得到两侧的直线表达式如式(8)、(9)所示，并假设e1的横坐标为x1。y1＝a1(x-x1)+e1(8)y2＝a2(x-(x1+d))+l1(9)当x＝0时，y1＝y2，联立公式(8)和公式(9)可得x1，如公式(10)，进而推出鉴相误差δ的表达式如式(11)所示。下面通过具体实施实例来对本发明进行详细介绍。本发明实施例提供的一种基于线性回归的多径抑制方法，应用于定位接收机，该定位接收机包括处理器、鉴相器、至少三组超前滞后相关器，其中一组超前滞后相关器为用于获得目标输出值的目标超前滞后相关器，该目标输出值为用以计算鉴相误差的输出值。在实际应用中，本发明实施例中的处理器可以为一种arm(advancedriscmachines)处理器。另外，应该说明，为了能够使用线性回归的方法计算自相关函数曲线两侧的斜率，超前滞后相关器的组数应该为至少三组，显然的，超前滞后相关器的组数越多，所计算的自相关函数曲线两侧斜率的准确性越高；但是，定位接收机中超前滞后相关器的组数越多，定位接收机的成本越高，所以，定位接收机中超前滞后相关器的组数，应综合成本和斜率计算的准确性来设置，例如，设置超前滞后相关器的组数为五组。本领域技术人员公知的是，一组超前滞后相关器实际上是由一个超前相关器与一个滞后相关器所组成；并且在实际应用中，定位接收机中都会设置有一组相关间隔为1个码片值或0.5个码片值的超前滞后相关器，其可以用来计算鉴相误差，如图1中所示的输出值e1和l1分别对的超前相关器和滞后相关器；显然的，上述目标超前滞后相关器即为此处所述的一组超前滞后相关器。图5为本发明实施例提供的基于线性回归的多径抑制方法的流程示意图，如图5所示，上述方法包括：s101：处理器在目标采样时刻采集各个超前相关器及滞后相关器分别对应的样本。其中，上述样本包括相关器在目标采样时刻的输出值与相关器对应的码相位偏移值，输出值为相关器将定位接收机接收到的信号与自身对应的目标本地复制码进行相关运算所获得的，目标本地复制码为按照相关器自身对应的码相位偏移值，对原始本地复制码进行偏移后所获得的本地复制码。应该说明的是，在相关器工作的过程中，随着定位接收机接收到的信号的不断输入，相关器的输出值是不断变化的，所以在本发明实施例中，针对各个相关器(包括上述超前相关器和滞后相关器)的样本都是在同一采样时刻所获得的。另外，本发明实施例中涉及的定位接收机所接收到的信号可以是现有技术中常用的定位信号，本发明实施例在此不限定定位接收机所接收信号的具体种类，例如，对于室内定位技术而言，该信号可以是基于地面移动广播网络的时分码分正交频分复用信号，即前述tc-ofdm信号。本领域技术人员公知的是，定位接收机对接收到的信号首先进行捕获即粗同步：定位接收机首先找到接收到的信号中gold码的序号以及码头，再根据上述序号以及码头从本地存储的各个gold码中找到相与信号中的gold相匹配的gold码，即为本地复制码；然后对本地复制码进行偏移，可以分别得到超前码、即时码和滞后码，再将所得到的超前码、即时码和滞后码分别送入到超前、即时和滞后相关器进行相关运算。在本发明实施例中，上述处理器针对每个相关器，按照相关器对应的码相位偏移值，对原始本地复制码进行偏移，得到目标本地复制码，并将目标本地复制码发送给该相关器，以使得该相关器用其对应的目标复制码与接收到的信号进行相关运算，得到输出值。例如，预先设置超前相关器a和滞后相关器b各自对应的码相位偏移值分别为-0.5个码片值和0.5个码片值，则处理器对定位接收机粗同步时所找到的原始本地复制码向前偏移0.5个码片值，得到目标本地复制码x，对粗同步时所找到的原始本地复制码向后偏移0.5个码片值，得到目标本地复制码y，然后将目标本地复制码x和y分别发送给超前相关器a和滞后相关器b。在上述目标采样时刻，超前相关器a用目标本地复制码x与定位接收机接收到的信号进行相关运算，得到输出值1，同时，滞后相关器b用目标本地复制码y与定位接收机接收到的信号进行相关运算，得到输出值2。则此时处理器可以采集到样本(-0.5码片值，输出值1)和(0.5码片值，输出值2)。如图5所示，s102：处理器针对所获得的样本，以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量，按照线性回归的方法确定自相关函数曲线两侧的斜率。线性回归的基本思想是：当自变量和因变量由于其他因素的干扰，所表现出来的关系并不是严格的函数关系，但它们之间又隐含着某种线性关系，这种关系就是回归关系，而将这种关系用明确的方程表示出来就是线性回归。线性回归的一般方法是：先假设自变量和因变量为线性关系，即自变量x和因变量y满足下述公式(12)；然后根据实际采集的多组数据(xi，yi)，对公式(12)中的参数a和b进行估计；例如，通常采用的方法是通过最小二乘法求得最优解，具体如公式(13)所示。y＝ax+b(12)式中，i表示每组数据的编号，n表示数据的总组数，xi和yi分别表示标号为i的一组数据的自变量和因变量。为使拟合出的直线能经过尽可能多的点，就必须使样本空间中的样本点到所估计出的直线的距离最短，所以只要对式(13)中的参数a，b进行调整，当其取得最小值，此时估计出的直线方程就是最优解，该直线方程就能最好的表达自变量和因变量的线性关系。延伸到本领域，在有限带宽或噪声干扰下，信号的自相关函数曲线虽然发生了畸变，但相关器的输出值和相关器对应的码相位偏移之间仍隐含着线性关系；因此只要针对自相关函数曲线，构建样本空间，就能通过线性回归在自相关函数曲线的两侧分别拟合出一条直线，进而得到自相关函数曲线相关峰两侧的斜率。线性回归方程的求解方法是多样的，本发明实施例并不限定线性回归方程的具体求解方法，作为一种优选的实现方式，本发明实施例采用最小二乘法求解上述线性回归方程，即上述处理器针对所获得的样本，以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量，按照线性回归的方法确定自相关函数曲线两侧的斜率(s102)的步骤，可以包括：处理器针对所获得的样本，通过最小二乘法求解目标线性回归方程，得到自相关函数曲线两侧的斜率，其中，该目标线性方程为以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量的线性回归方程。更具体的，上述处理器针对所获得的样本，通过最小二乘法求解目标线性回归方程，得到自相关函数曲线两侧的斜率的步骤，可以包括：处理器针对所获得的样本，按照以下公式分别计算自相关函数曲线两侧的斜率：式中，τ为目标采样时刻的码相位值，当a为自相关函数曲线超前侧的斜率时，τi表示超前相关器i的码相位偏移值，i表示超前相关器的编号，所有的超前相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有超前相关器的码相位偏移值的平均值，r(τ+τi)表示超前相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有超前相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值；当a为自相关函数曲线滞后侧的斜率时，τi表示滞后相关器i的码相位偏移值时，i为滞后相关器的编号，所有的滞后相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有滞后相关器的码相位偏移值的平均值，r(τ+τi)表示滞后相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有滞后相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值。即，针对自相关函数曲线超前侧的斜率，通过下述公式计算：公式(14)中，ae为自相关函数曲线超前侧的斜率，τi表示超前相关器i的码相位偏移值，i表示超前相关器的编号，所有的超前相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有超前相关器的码相位偏移值的平均值，即r(τ+τi)表示超前相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有超前相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值，即针对自相关函数曲线滞后侧的斜率，通过下述公式计算：公式(15)中，al为自相关函数曲线滞后侧的斜率，τj表示滞后相关器j的码相位偏移值，j表示滞后相关器的编号，所有的滞后相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有滞后相关器的码相位偏移值的平均值，即r(τ-τj)表示滞后相关器j在目标采样时刻时的输出值，表示所有滞后相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值，即针对步骤s102，例如，定位接收机中设置有五组超前滞后相关器，处理器在目标采样时刻采集到的样本如表1所示。表1相关器码相位偏移值输出值超前相关器1-0.7m1超前相关器2-0.6m2超前相关器3-0.5m3超前相关器4-0.4m4超前相关器5-0.3m5滞后相关器10.7m6滞后相关器20.6m7滞后相关器30.5m8滞后相关器40.4m9滞后相关器50.3m10则此时可利用超前相关器1～5所对应的5组数据，按照公式(14)求解自相关函数曲线超前侧的斜率，用滞后相关器1～5所对应的5组数据，按照公式(15)求解自相关函数曲线滞后侧的斜率。如图5所示，s103：处理器基于自相关函数曲线两侧的斜率及目标输出值，计算鉴相误差。此处的目标输出值，即为上述目标超前滞后相关器中，超前相关器在目标采样时刻的输出值以及滞后相关器在目标采样时刻的输出值。在基于els技术实现的多径抑制方法中，步骤s103的具体实现方式为公知技术，本发明实施例并不限定步骤s103的具体实现方式；作为本发明实施例的一种优选实现方式，上述处理器基于自相关函数曲线两侧的斜率及目标输出值，计算鉴相误差(s103)的步骤，可以包括：处理器基于自相关函数曲线两侧的斜率及目标输出值，按照以下公式计算鉴相误差：式中，δ表示鉴相误差，a1和a2分别表示自相关函数曲线超前侧与滞后侧的斜率，e1和l1分别表示目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器在目标采样时刻的输出值，d表示目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器的相关间隔，通常情况下，d的取值为0.5或1个码片值。应该说明的是，在计算鉴相误差时，e1和l1分别为目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器在目标采样时刻的输出值，因而所计算的自相关函数曲线两侧的斜率应该分别为坐标点(τe1，e1)和(τl1，l1)附近的斜率，其中，τe1和τl1分别为目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器所对应的码相位偏移值。故而，在本发明实施例中，为保证上述步骤s102所计算的斜率分别为坐标点(τe1，e1)和(τl1，l1)附近的斜率，以进一步保证所计算斜率的准确性，上述至少三组超前滞后相关器中，除目标超前滞后相关器外，其余组的超前滞后相关器包括码相位偏移值大于第一码相位偏移值的超前相关器、码相位偏移值小于第一码相位偏移值的超前相关器、码相位偏移值大于第二码相位偏移值的滞后相关器，以及码相位偏移值小于第二码相位偏移值的滞后相关器；其中，第一码相位偏移值和第二码相位偏移值分别为：目标超前滞后相关器中的超前相关器及滞后相关器的码相位偏移值。如上表1，假设定位接收机中设置了5组超前滞后相关器，则超前相关器3和滞后相关器3组成目标超前相关器，可以理解，其余的4组超前滞后相关器中，超前相关器4和5所对应的码相位偏移值大于第一码相位偏移值，超前相关器1和2所对应的码相位偏移值小于第一码相位偏移值；滞后相关器1和2所对应的码相位偏移值大于第二码相位偏移值，滞后相关器4和5所对应的码相位偏移值小于第二码相位偏移值。s104：处理器基于鉴相误差，修正鉴相器的鉴相值，以使得鉴相器按照修正后的鉴相值调整定位接收机的原始本地复制码，完成多径抑制。本领域技术人员公知的是，将修正后的鉴相值鉴相值用于环路调整即可对多径干扰进行有效抑制，参照
背景技术：
，用修正后的鉴相值调整定位接收机的原始本地复制码可以实现减小跟踪误差，调整后的原始本地复制码与接收信号的同步精度得到提高，进一步的，定位接收机可以根据调整后的原始本地复制码，得到更加精确的伪距，进而保证定位接收机的定位精度。当然，步骤s104的具体实现同样可以参照现有技术，本发明实施例在此不做详细介绍。作为本发明实施例的一种可选的实现方式，上述处理器基于鉴相误差，修正鉴相器的鉴相值的步骤，可以包括：处理器修正鉴相器的鉴相值为：预先设置的原始鉴相值与鉴相误差的差值。例如，预先设置的原始鉴相值为0.2码片值，所计算的鉴相误差为0.05码片值，则修正后的鉴相值为0.15码片值。应该强调的是，在实际应用中，定位接收机不断地接收信号，鉴相器需要不断地调整原始本地复制码，以保证调整后的原始本地码与定位接收机不断接收到的信号精确同步，所以本发明实施例中的步骤s101～s104是会不断的重复进行的。与现有技术相比，本实施例提供方案按照线性回归的方法来计算自相关函数曲线两侧的斜率，在实际应用中，尤其是有限带宽或者低信噪比的情况下，保证了所计算的斜率的准确性，从而保证通过斜率所计算的鉴相误差的准确性，进而保证根据鉴相误差修正的鉴相值的精确性，最终提高了多径抑制的效果，实现多径干扰的有效抑制。相应于图5所示方法实施例，本发明实施例还提供了一种基于线性回归的多径抑制装置，应用于定位接收机，所述定位接收机包括处理器、鉴相器、至少三组超前滞后相关器，其中一组超前滞后相关器为用于获得目标输出值的目标超前滞后相关器，所述目标输出值为用以计算鉴相误差的输出值。如图6所示，目标超前相关器和目标滞后相关器组成上述目标超前滞后相关器，超前相关器1、滞后相关器1、超前相关器2、滞后相关器2、超前相关器n和滞后相关器n组成n组超前滞后相关器。所述处理器，用于针对每个相关器，按照相关器对应的码相位偏移值，对原始本地复制码进行偏移，得到目标本地复制码，并将目标本地复制码发送给该相关器；在目标采样时刻采集各个超前相关器及滞后相关器分别对应的样本；针对所获得的样本，以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量，按照线性回归的方法确定自相关函数曲线两侧的斜率；基于自相关函数曲线两侧的斜率及所述目标输出值，计算鉴相误差；基于所述鉴相误差，修正鉴相器的鉴相值；其中，所述样本包括相关器在所述目标采样时刻的输出值与相关器对应的码相位偏移值；各组所述超前滞后相关器中的相关器，用于在目标采样时刻，将定位接收机接收到的信号与自身对应的所述目标本地复制码进行相关运算，获得输出值；所述鉴相器，用于按照修正后的鉴相值调整定位接收机的原始本地复制码，完成多径抑制。具体的，所述处理器，可以针对所获得的样本，通过最小二乘法求解目标线性回归方程，得到自相关函数曲线两侧的斜率，其中，所述目标线性方程为以码相位偏移值为自变量，输出值为因变量的线性回归方程。更具体的，所述处理器，可以针对所获得的样本，按照以下公式分别计算自相关函数曲线两侧的斜率：式中，τ为目标采样时刻的码相位值，当a为自相关函数曲线超前侧的斜率时，τi表示超前相关器i的码相位偏移值，i表示超前相关器的编号，所有的超前相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有超前相关器的码相位偏移值的平均值，r(τ+τi)表示超前相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有超前相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值；当a为自相关函数曲线滞后侧的斜率时，τi表示滞后相关器i的码相位偏移值时，i为滞后相关器的编号，所有的滞后相关器分别被编号为1、2、3…n，表示所有滞后相关器的码相位偏移值的平均值，r(τ+τi)表示滞后相关器i在目标采样时刻时的输出值，表示所有滞后相关器在目标采样时刻时的输出值的平均值。具体的，所述处理器，可以基于自相关函数曲线两侧的斜率及所述目标输出值，按照以下公式计算鉴相误差：式中，δ表示鉴相误差，a1和a2分别表示自相关函数曲线超前侧与滞后侧的斜率，e1和l1分别表示目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器在目标采样时刻的输出值，d表示目标超前滞后相关器中的超前相关器和滞后相关器的相关间隔。具体的，所述处理器，所述至少三组超前滞后相关器中，除所述目标超前滞后相关器外，其余组的超前滞后相关器可以包括码相位偏移值大于第一码相位偏移值的超前相关器、码相位偏移值小于第一码相位偏移值的超前相关器、码相位偏移值大于第二码相位偏移值的滞后相关器，以及码相位偏移值小于第二码相位偏移值的滞后相关器；其中，所述第一码相位偏移值和所述第二码相位偏移值分别为：所述目标超前滞后相关器中的超前相关器及滞后相关器的码相位偏移值。具体的，所述处理器，可以修正鉴相器的鉴相值为：预先设置的原始鉴相值与所述鉴相误差的差值。与现有技术相比，本实施例提供方案按照线性回归的方法来计算自相关函数曲线两侧的斜率，在实际应用中，尤其是有限带宽或者低信噪比的情况下，保证了所计算的斜率的准确性，从而保证通过斜率所计算的鉴相误差的准确性，进而保证根据鉴相误差修正的鉴相值的精确性，最终提高了多径抑制的效果，实现多径干扰的有效抑制。需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。当前第1页12