一种感性负载电流检测方法与流程

【技术领域】

本发明属于电流检测技术领域，具体涉及一种感性负载电流检测方法。

背景技术：

有许多采样元件都可用来测量负载电流，但没有一种元件能够覆盖所有应用。每种采样元件都有其优点和缺点。比如，分流电阻器的功耗会导致系统效率下降，而且电流流过分流电阻器产生的压降太大不适合低输出压的应用。dcr(电感直流阻抗)电流检测电路的优点是可以无损的遥测开关电源中的电流，但dcr采样电路的采样精度取决于外围参数(r,c)与电感器的匹配精度。霍尔传感器的优点是能够无损的远程测量较大的电流，缺点是易受环境噪声的影响不容易设计。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种感性负载电流检测方法，解决多数低电压工作状态下感性负载的电流检测，能够提供准确且实时的电流反馈值。

本发明采用以下技术方案：

一种感性负载电流检测方法，包括以下步骤：

s1、使用精密电阻和电容组建整流电路，加入滤波电容进行滤波处理；

s2、激励信号给感性负载输入信号，经过步骤s1所述整流电路连接至微控制单元mcu；

s3、所述微控制单元mcu将信号滤波处理算法转换成标准函数，标定得到感性负载电流值；

s4、将步骤s1至s3植入现有电路中进行电流检测。

进一步的，所述整流电路包括整流电容、精密电阻和滤波电容，所述激励信号的正极与所述感性负载的一端连接，所述感性负载的另一端分两路，一路分别与所述整流电容、精密电阻和滤波电容的一端连接，另一路连接至所述微控制单元mcu，所述激励信号的负极与所述整流电容、精密电阻和滤波电容的另一端共地连接。

进一步的，所述整流电容的电容值为1μf～470μf，所述精密电阻的电阻值为10ω～2.2kω，所述滤波电容的电容值为33pf～0.33μf。

进一步的，所述整流电容、精密电阻和滤波电容各包括一个。

进一步的，步骤s3中，所述感性负载电流值为：

i真实电流＝an×iⁿ+an-1×i^n-1+…+a1×i¹

其中，i为实际电流采样值；an为多项式计算系数，n为从采样值转换为实际电流值时拟合公式的多项式次数。

进一步的，以激励信号同频的时序为准，激励信号时钟周期为time1，根据信号变化周期time1分配信号时间间隔，在每一个时间采样点上采集整流滤波后信号，根据采集时的分布点情况对采集的所述整流滤波后信号进行均分或者加权系数计算，得到所述实际电流采样值。

进一步的，所述实际电流采样值i实际电流采样值为：

其中，m为同步信号输入时的分频次数；pm为每次采样点电流系数；im为每次采样点整流滤波后模拟量。

进一步的，所述时间间隔为等分时间或根据实际信号变化的异步分割时间。

进一步的，采用队列处理方式，始终动态显示在一个阶段内的采样平均值，当电路的电感值增大或者激励信号变化率增高时，加大所述滤波处理的采样周期。

与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：

本发明一种感性负载电流检测方法，先利用精密电阻和电容组件整理电路，并在整流电路中加入滤波电容进行滤波处理，然后将连接有激励信号的感性负载与整流电路连接，经过整流电路后连接至微控制单元mcu标定得到感性负载电流值，整个方法步骤简单，易于实现，可以有效的处理各种不同的感性负载，硬件移植性较高，硬件电路体积较小，可以轻易地作为一个整体单元嵌入原有控制电路版进行电流检测，并且本方法处理后的电流值具有良好的实时性及测量精度，可以用于负载精控，或者故障诊断，尤其在比例电磁阀这类执行机构中有极高的实用价值，可以使此类执行机构在控制精度上得到较大提升。

进一步的，硬件电路配合感性负载调整外围匹配阻容器件较少，只需要调整一个电阻和两个电容即可匹配不同感性负载。

进一步的，mcu中对信号滤波处理算法以优化至标准函数，并且信号转换算法可以通用。只需要根据实际负载情况，负载工作环境及外围匹配电路对最终值进行标定及修正即可。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

【附图说明】

图1为本发明处理感性负载的整流电路示意图；

图2为本发明感性负载施加激励信号各信号状态；

图3为本发明实际信号采集量与实际电流值曲线图。

【具体实施方式】

本发明公开了一种感性负载电流检测方法，通过使用精密电阻与电容组建的整流电路并配以一定滤波处理，使得原有通过感性负载的电流与感生电流叠加后的电流实际值能够客观全面的影射成电压值，以方便mcu的模拟采集单元能够进行信号处理。

整流后的模拟量信号具有一定采集价值，但由于感性负载在被施加变频交流信号时的自身感生电动势的影响，信号存在波动。并且该信号由于是对原有电流的转换处理，其信号量与实际电流值并不能线性对应。先经过mcu捕捉到的信号需要经过一定滤波处理，过滤掉模拟信号中的假值。然后，需要经过复杂运算和标定得到具有实用价值的感性负载电流值。

本发明一种感性负载电流检测方法，具体步骤如下：

s1、使用精密电阻和电容组建整流电路，加入滤波电容进行滤波处理；

滤波处理具体为：采用队列处理方式，始终动态显示在一个阶段内的采样平均值，当电路的电感值增大或者激励信号变化率增高时，加大所述滤波处理的采样周期。

s2、激励信号与感性负载连接用于输入信号，感性负载经过步骤s1所述整流电路连接至微控制单元mcu；

请参阅图1，所述整流电路包括整流电容、精密电阻和滤波电容，所述激励信号的正极与所述感性负载的一端连接，所述感性负载的另一端分两路，一路分别与所述整流电容、精密电阻和滤波电容的一端连接，另一路连接至所述微控制单元mcu，所述激励信号的负极与所述整流电容、精密电阻和滤波电容的另一端共地连接。

其中，所述整流电容的电容值为1μf～470μf，所述精密电阻的电阻值为10ω～2.2kω，所述滤波电容的电容值为33pf～0.33μf。

s3、所述微控制单元mcu将信号滤波处理算法转换成标准函数，标定得到感性负载电流值；

以激励信号同频的时序为准，激励信号时钟周期为time1，根据信号变化周期time1分配信号时间间隔，在每一个时间采样点上采集整流滤波后信号，根据采集时的分布点情况对采集的所述整流滤波后信号进行均分或者加权系数计算，得到实际电流采样值。

其中，m取决于同步信号输入时的分频次数，分频权重和分频越贴近真实激励信号测量越精确，数值取决于使用该方法人员对精度的要求；pm为每次采样点电流系数，与激励信号有关；im为每次采样点整流滤波后模拟量，根据实际进行ad电路的系数计算和偏移。

因为每个负载感性系数不同，并且因为激励信号的问题后端处理电路有差异，所以需要对采样数值进行对标。即将ad获取的数字量经过系数运算折算为实际电流值。计算方法受被测件和激励信号影响。系数计算方法主要是用于精确控制，任何感性负载都可测量，但是如果用到精确控制，需要针对单一被测件和根据控制信号修正，以达到更高精度。所以该计算过程和计算方式取决于使用该方法的人。

再根据所述实际电流采样值i实际电流采样值得到一个基于现有硬件和现有负载，在一定激励信号下的电流采样值，得到真实的感性负载电流值为：

i真实电流＝an×iⁿ+an-1×i^n-1+...+a1×i¹

其中，i为实际电流采样值；an为多项式计算系数，n为从采样值转换为实际电流值时拟合公式的多项式次数。理论上n数值越大精度和还原度越高，越接近真实，实际电流一般与采样值的关系为多项式，多数为3次多项式，但不排除复杂激励信号时多项式生次，实际使用中一般推荐3-5次多项式可满足常规控制精度需求。

s4、将步骤s1至s3所述电路植入现有电路中进行电流检测。

请参阅图1所示，两个电容和精密电阻都是需要根据感性负载的实际情况进行调整匹配。该电路整体体积较小，可以植入到任何原有电路设计中，使得原有设计增加电流检测环节。

请参阅图2所示，由于感性负载在被施加激励信号后，其输出端会产生如图2中所示的信号，图2中原始电流即为实际通过感性负载的电流值。给出的激励信号是相对较为良好的定频定幅的激励信号，如果激励信号变化更为频繁更为复杂，那原始电流信号就更难以处理。原始的电流信号从硬件角度上本身就存在着很大采集难度，该信号可以捕捉但是却无法用于处理。可以看出经过处理后的电流信号虽然变成了电压值，但其从模拟量角度上存在了采集和处理的价值。

在图2中我们可以看到硬件电路处理后的信号，仍然存在一定波动。这些波动受激励信号的最大幅值、占空比、频率等多方面影响，并且感性负载其自身的电感值也会很大程度上影响该信号波动，所以需要进行滤波处理。

在滤波算法上，滤波函数采用了队列处理的方式，始终动态显示在一个很短阶段内的采样平均值。当然该周期可调，周期越短，电流放映的实时性越高，周期越长，电流的稳定性越高。在实际使用测量中，该滤波函数的处理周期需要根据负载实际情况进行一定调整。通常来讲，电感值越大或者激励信号变化率越高的电路需要适当加大滤波处理采样周期。

请参阅图3所示，经过处理后的采样值经过分析后发现，其与实际的电流值存在着类似指数函数关系。但是由于该电流检测方法主要实际应用与对感性负载的检测，控制补偿等方面。一般此类控制机构不存在复杂的运算单元，经过拟合优化将该曲线变为了一个较复杂的多项式，以使得的资源配置的系统能够的应用该电流检测方案。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。