干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法与流程

本发明涉及雷达电子对抗技术领域，尤其是涉及干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法。

背景技术：

公知的，单脉冲雷达测角已是一种相对成熟的技术并广泛应用于高精度的跟踪雷达系统中。然而，当雷达主波束内同时存在角度相近且不同的目标和噪声压制干扰源时，目标回波在时域和频域被具有一定带宽的干扰所淹没，常规的信号处理后，单脉冲雷达无法有效检测目标，或错误的检测、跟踪干扰源，单脉冲测角的输出为物理空间目标和干扰的加权平均，无法给出正确的角度指示，进而破坏雷达角度跟踪系统。这种主瓣干扰不仅具有时频域压制的干扰效果，也具有角度欺骗的干扰效果，我们称之为主瓣复合干扰。例如，有源雷达诱饵干扰(towedradaractivedecoy，trad)通常比真实目标回波信号的幅度要大很多，在空间上和目标保持一定的距离关系，在雷达主波束范围内目标和诱饵干扰不可分辨，诱饵可以转发噪声压制干扰，极大的破坏了单脉冲雷达对真实目标的测角及跟踪的精准度。

目前，单脉冲雷达对常规的主瓣干扰有几种对抗方法，但是对主瓣内复合干扰没有很好的抗干扰方法。现有的雷达抗一般的主瓣干扰可以：(1)提高雷达发射功率，采取“烧穿模式”，使电子干扰在一定距离上失效。烧穿距离与目标的rcs的四次方根成比例，一般出现在离雷达很近的地方，这使得雷达长期工作于被干扰的状态。(2)提高雷达的距离分辨力，采用100m以上的雷达的发射信号带宽，使雷达的距离高分辨力达到米的级别，试图从距离上对目标和干扰源进行分辨。这种方法对主瓣内干扰源是一个单点源干扰效果比较好，但是对主瓣复合干扰是没有用的。因为主瓣复合干扰在整个距离量程内都覆盖了目标回波，而不是仅仅在目标所在距离单元覆盖目标回波，即使提高了分辨力，其它分辨单元的干扰信号依然存在，从而无法在距离上分辨目标和干扰；(3)提高雷达角度分辨力，采用空间谱估计技术，使雷达角度分辨力达到波束宽度的1/2，在角度上对目标和干扰源进行分辨。然而实际上空间谱估计算法对信噪比要求很高，运算量非常大，工程上很难实现，复合干扰中的噪声干扰成分后会抬高雷达接收机噪声水平，降低信噪比，使得空间谱估计技术的性能大幅度降低。(4)运用直接极化滤波手段，分别对和通道、差通道进行极化滤波抑制干扰信号，再将滤波后的信号进行单脉冲测角处理。但是由于滤波后剩余干扰信号的存在，使得角度量测值总是存在一定的偏差，另外，滤波有可能会降低了信噪比，对后续的检测带来消极影响。

技术实现要素：

为了克服背景技术中的不足，本发明公开了干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法。

为了实现所述发明目的，本发明采用如下技术方案：

干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，具体包括以下步骤：

(1)、将单脉冲雷达改为单极化发射，双极化接收工作方式：

所述双极化接收工作方式为天线四个象限的每一路输出都是双极化的，每一路输出包括水平极化和垂直极化两路，每个象限有两路输出，四个象限共有8路输出信号，具体为：

a路的垂直极化输出av，水平极化输出ah；

b路的垂直极化输出bv，水平极化输出bh；

c路的垂直极化输出cv，水平极化输出ch；

d路的垂直极化输出dv，水平极化输出dh；

将上述四个象限的8路输出信号进行线性组合，构成六路和、差信号，包括：水平极化的和信号σh、水平极化的方位差信号δh,a、水平极化的俯仰差信号δh,e，垂直极化的和信号σv、垂直极化的方位差信号δv,a、垂直极化的俯仰差信号δv,e；

上述六路和、差信号和a、b、c、d四象限的8路输出信号的关系，表示如下：

σv＝av+bv+cv+dv

σh＝ah+bh+ch+dh

δv,a＝(av+cv)-(bv+dv)

δv,e＝(av+bv)-(cv+dv)

σh,a＝(ah+ch)-(bh+dh)

δh,e＝(ah+bh)-(ch+dh)

(2)、根据和通道的输出信号，计算出复合干扰信号的极化比：

当雷达主波束范围内，同时存在角度不同的目标和干扰源时，和通道的输出信号包含了目标信号和干扰信号，因此，垂直极化和通道、水平极化和通道的信号如下：

σv＝σtv+σiv

σh＝σth+σih；

由于干扰信号功率强，目标信号被干扰信号淹没，干扰和目标信号功率比干扰信号功率大于15db，即σtv<<σiv，σth<<σih,因此垂直极化通道的输出主要以干扰信号的垂直极化分量为主，水平极化通道的输出主要以干扰信号的水平极化分量为主：

σv≈σiv

σh≈σih

干扰信号的极化特性即极化比，用水平极化的和通道、垂直极化的和通道输出数据σh(t),σv(t)，得到：

根据上述公式，干扰信号的极化比利用这两个极化通道中的回波信号进行极化估计得到，然后对不同距离/频率单元的极化比估计值结果取均值；(3)、和通道极化滤波预处理，搜索目标和干扰混叠的距离/速度分辨单元：

根据步骤(2)估计出的干扰极化矢量是[cosγsinγe^jφ]^t，基于正交投影准则，设计干扰抑制极化滤波器，滤波器矢量h满足

h＝[sinγcosγe^-jφ]^t

对混叠有目标回波信号与干扰信号的两个和通道(σv,σh)进行极化滤波，得到一个预处理后的和信号σpf：

两个和通道经过滤波后，干扰信号被显著抑制，根据滤波后的数据进行检测，搜索找到目标和干扰混叠所在的距离/速度分辨单元，并将该距离/速度分辨单元标记为ω,并将该ω单元所在的6路原始信号，未经滤波处理过的信号提取出来，得到水平极化和垂直极化通道输出的和信号σv(ω),σh(ω)，水平极化和垂直极化通道输出的方位差信号δv,a(ω),δh,a(ω)，水平极化和垂直极化通道输出的俯仰差信号δv,e(ω),δh,e(ω)；

(4)估计目标的极化特性：

两个和通道经过滤波后，干扰信号被显著抑制，滤波后输出的数据中信号干扰功率比sir大幅度提高，搜索找到目标和干扰混叠所在的距离/速度分辨单元，并将该距离/速度分辨单元标记为ω,得到水平极化和垂直极化通道输出的和信号σv(ω),σh(ω)，根据这两路信号估计出目标的极化特性；目标信号的极化比用水平极化的和通道、垂直极化的和通道输出数据σh(ω),σv(ω)，估计得到：

(5)采用双极化解耦角估计方法：

根据目标和干扰发生混叠的距离/速度分辨单元，将两路和信号σv(ω),σh(ω)，水平极化和垂直极化的方位差信号δv,a(ω),δh,a(ω)，以及干扰极化比p，代入下面的公式，就可以去除干扰引入的测角偏差，直接在干扰环境下估计出真实目标的方位角θt,a

(6)、根据水平极化和垂直极化通道输出的和信号σv(ω),σh(ω)，水平极化和垂直极化的俯仰差信号δv,e,δh,e，以及干扰极化比p，代入下面的公式，就可以去除干扰引入的测角偏差，直接在干扰环境下估计出真实目标的俯仰角：

(7)、根据水平极化和垂直极化通道输出的和信号σv(ω),σh(ω)，水平极化和垂直极化的俯仰差信号δv,e,δh,e，以及极化比q，代入下面的公式，就可以直接估计出干扰源的真实方位角和俯仰角：

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(1)中下角标v表示垂直极化，h表示水平极化，a表示方位角，e表示俯仰角。。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(2)中下角标，t表示目标，i表示干扰，σtv表示目标的垂直极化分量，σiv表示干扰信号的垂直极化分量。σth表示目标的水平极化分量，σih表示干扰信号的水平极化分量。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(2)中公式中t为时间/频率标志，不同的t表示不同的距离/速度单元，。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(5)中k为单脉冲雷达的角度鉴别曲线斜率，是已知量。下角标a表示方位角。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(6)中k为单脉冲雷达的角度鉴别曲线斜率，是已知量；角标e表示俯仰角。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(7)中k为单脉冲雷达的角度鉴别曲线斜率，是已知量；角标e表示俯仰角。

由于采用了上述技术方案，本发明具有如下有益效果：

1、本发明所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，将雷达天线由单极化天线改进为双极化天线，改进单脉冲雷达接收机，增加和差网络，提取水平极化三个通道输出信号、垂直极化三个通道输出信号，结合目标、干扰的极化特性测量，求解数学方程，消除干扰信号对目标角度的耦合误差，在估计出目标的真实角度的同时，估计出干扰源的真实角度，为对抗主瓣复合干扰提供了一种简单而有效，且非常易于工程实现的方法；本发明可以应用于现有目标指示雷达、跟踪制导雷达、末制导雷达、火控雷达中，具有重要的现实意义。

2、常规单脉冲雷达天线一般为垂直极化或者水平极化，发射和接收的信号均为单一的极化信号；实际中，目标回波和主瓣复合干扰信号既有垂直极化分量，又有水平极化分量，将雷达改为单极化发射，双极化接收工作方式，能够同时接收回波信号的水平极化分量和垂直极化分量。

附图说明

图1是本发明改进后的双极化单脉冲雷达天线四象限构成示意图；

图2是本发明改进后的双极化单脉冲雷达接收机系统组成结构图；

图3是主瓣复合干扰下双极化单脉冲雷达目标角度测量流程图；

图4为主瓣复合干扰下单脉冲雷达和通道(h+v)接收信号的时域分布；

图5为主瓣复合干扰条件下单脉冲雷达和通道(h+v)接收信号的频域分布；

图6是和通道极化滤波预处理后，目标和干扰混叠的距离分辨单元的检测结果；

图7是和通道极化滤波预处理后，目标和干扰混叠的速度分辨单元的检测结果；

图8为目标和干扰源所在的真实角度；

图9为主瓣复合干扰条件下常规单脉冲雷达目标角度估计结果；

图10为主瓣复合干扰条件下sir＝-20db双极化单脉冲雷达的目标和干扰源角度估计结果；

图11为主瓣复合干扰条件下sir＝-10db双极化单脉冲雷达的目标和干扰源角度估计结果。

具体实施方式

通过下面的实施例可以详细的解释本发明，公开本发明的目的旨在保护本发明范围内的一切技术改进。

结合附图1-11所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，具体包括以下步骤：

(1)、将单脉冲雷达改为单极化发射，双极化接收工作方式：

将雷达接收天线改为双极化接收，并增加相应的和差网络、接收通道，形成双极化单脉冲雷达，所述双极化接收工作方式为天线四个象限的每一路输出都是双极化的，每一路输出包括水平极化和垂直极化两路，每个象限有两路输出，四个象限共有8路输出信号，具体为：

a路的垂直极化输出av，水平极化输出ah；

b路的垂直极化输出bv，水平极化输出bh；

c路的垂直极化输出cv，水平极化输出ch；

d路的垂直极化输出dv，水平极化输出dh；

将上述四个象限的8路输出信号进行线性组合，构成六路和、差信号，包括：水平极化的和信号σh、水平极化的方位差信号δh,a、水平极化的俯仰差信号δh,e，垂直极化的和信号σv、垂直极化的方位差信号δv,a、垂直极化的俯仰差信号δv,e；

上述六路和、差信号和a、b、c、d四象限的8路输出信号的关系，表示如下：

σv＝av+bv+cv+dv

σh＝ah+bh+ch+dh

δv,a＝(av+cv)-(bv+dv)

δv,e＝(av+bv)-(cv+dv)

σh,a＝(ah+ch)-(bh+dh)

δh,e＝(ah+bh)-(ch+dh)

(2)、根据和通道的输出信号，计算出复合干扰信号的极化比：

当雷达主波束范围内，同时存在角度不同的目标和干扰源时，和通道的输出信号包含了目标信号和干扰信号，因此，垂直极化和通道、水平极化和通道的信号如下：

σv＝σtv+σiv

σh＝σth+σih；

由于干扰信号功率强，目标信号被干扰信号淹没，干扰和目标信号功率比干扰信号功率大于15db，即σtv<<σiv，σth<<σih,因此垂直极化通道的输出主要以干扰信号的垂直极化分量为主，水平极化通道的输出主要以干扰信号的水平极化分量为主：

σv≈σiv

σh≈σih

干扰信号的极化特性即极化比，用水平极化的和通道、垂直极化的和通道输出数据σh(t),σv(t)，得到：

根据上述公式，干扰信号的极化比利用这两个极化通道中的回波信号进行极化估计得到，然后对不同距离/频率单元的极化比估计值结果取均值；(3)、和通道极化滤波预处理，搜索目标和干扰混叠的距离/速度分辨单元：

根据步骤(2)估计出的干扰极化矢量是[cosγsinγe^jφ]^t，基于正交投影准则，设计干扰抑制极化滤波器，滤波器矢量h满足

h＝[sinγcosγe^-jφ]^t

对混叠有目标回波信号与干扰信号的两个和通道(σv,σh)进行极化滤波，得到一个预处理后的和信号σpf：

两个和通道经过滤波后，干扰信号被显著抑制，根据滤波后的数据进行检测，搜索找到目标和干扰混叠所在的距离/速度分辨单元，并将该距离/速度分辨单元标记为ω,并将该ω单元所在的6路原始信号，未经滤波处理过的信号提取出来，得到水平极化和垂直极化通道输出的和信号σv(ω),σh(ω)，水平极化和垂直极化通道输出的方位差信号δv,a(ω),δh,a(ω)，水平极化和垂直极化通道输出的俯仰差信号δv,e(ω),δh,e(ω)；

(4)估计目标的极化特性：

两个和通道经过滤波后，干扰信号被显著抑制，滤波后输出的数据中信号干扰功率比sir大幅度提高，搜索找到目标和干扰混叠所在的距离/速度分辨单元，并将该距离/速度分辨单元标记为ω,得到水平极化和垂直极化通道输出的和信号σv(ω),σh(ω)，根据这两路信号估计出目标的极化特性；目标信号的极化比用水平极化的和通道、垂直极化的和通道输出数据σh(ω),σv(ω)，估计得到：

(5)采用双极化解耦角估计方法：

根据目标和干扰发生混叠的距离/速度分辨单元，将两路和信号σv(ω),σh(ω)，水平极化和垂直极化的方位差信号δv,a(ω),δh,a(ω)，以及干扰极化比p，代入下面的公式，就可以去除干扰引入的测角偏差，直接在干扰环境下估计出真实目标的方位角θt,a

(6)、根据水平极化和垂直极化通道输出的和信号σv(ω),σh(ω)，水平极化和垂直极化的俯仰差信号δv,e,δh,e，以及干扰极化比p，代入下面的公式，就可以去除干扰引入的测角偏差，直接在干扰环境下估计出真实目标的俯仰角：

(7)、根据水平极化和垂直极化通道输出的和信号σv(ω),σh(ω)，水平极化和垂直极化的俯仰差信号δv,e,δh,e，以及极化比q，代入下面的公式，就可以直接估计出干扰源的真实方位角和俯仰角：

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(1)中下角标v表示垂直极化，h表示水平极化，a表示方位角，e表示俯仰角。。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(2)中下角标，t表示目标，i表示干扰，σtv表示目标的垂直极化分量，σiv表示干扰信号的垂直极化分量。σth表示目标的水平极化分量，σih表示干扰信号的水平极化分量。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(2)中公式中t为时间/频率标志，不同的t表示不同的距离/速度单元，。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(5)中k为单脉冲雷达的角度鉴别曲线斜率，是已知量。下角标a表示方位角。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(6)中k为单脉冲雷达的角度鉴别曲线斜率，是已知量；角标e表示俯仰角。

所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，步骤(7)中k为单脉冲雷达的角度鉴别曲线斜率，是已知量；角标e表示俯仰角。

实施本发明所述的干扰条件下单脉冲雷达目标和干扰源角度的测量方法，图1是本发明改进后的双极化单脉冲雷达天线四象限构成示意图。整个天线是平板缝隙阵列，具有a、b、c、d四个象限构成，阵列的每个象限的天线是双极化的，包括水平极化和垂直极化两路。该天线发射信号时发射水平极化，接收时可以同时接收水平极化回波和垂直极化回波。

图2是本发明改进后的双极化单脉冲雷达接收机系统组成结构图。

可以看到，每个象限有两路极化信号输出，四个象限就有8路输出信号：

a路的垂直极化输出av，水平极化输出ah；

b路的垂直极化输出bv，水平极化输出bh；

c路的垂直极化输出cv，水平极化输出ch；

d路的垂直极化输出dv，水平极化输出dh。

这8路输出信号经过两个和差网络(水平极化和差网络、垂直极化和差网络)进行线性组合，可以构成六路信号，包括：水平极化的和信号σh、水平极化的方位差信号δh,a、水平极化的俯仰差信号δh,e，垂直极化的和信号σv、垂直极化的方位差信号δv,a、垂直极化的俯仰差信号δv,e。下角标v表示垂直极化，h表示水平极化，a表示方位角，e表示俯仰角。

图3是主瓣复合干扰下双极化单脉冲雷达目标角度测量流程图。根据两个和差网络输出的水平极化和通道信号和垂直极化和信号，计算出复合干扰信号的极化比，计算出极化滤波矢量，对两路和通道尽心个极化滤波预处理，滤波后干扰信号会受到显著抑制，大幅度改善信干比，找到目标和干扰混叠的所在的距离/速度分辨单元，确定该单元后，对六路信号的距离/速度分辨单元采用双极化解耦角估计方法，估计出目标的方位和俯仰角。

图4为主瓣复合干扰下单脉冲雷达和通道(h+v)接收信号的时域分布，此时干扰和目标信号功率比为15db，由于干扰信号比目标信号大15分贝，此时目标信号完全被压制了，目标信号在时域无法检测。

图5为主瓣复合干扰条件下单脉冲雷达和通道(h+v)接收信号的频域分布。此时干扰和目标信号功率比为15db，由于干扰信号比目标信号大15分贝，干扰信号的频谱完全覆盖目标所在频率点，此时目标信号完全被压制了，目标信号在频域无法检测。

图6和图7是和通道极化滤波预处理后，目标和干扰混叠的距离/速度分辨单元的检测结果。可以看到，和通道极化滤波预处理后信号和干扰功率比得到很大的提高，可以大致分辨出目标大概所处的距离和速度分辨单元，从图看出，目标大概处于0.1×10^-3位置的时域位置上，0.2khz的频率位置，自动搜索找到该单元，用于下一步处理。

图8给出了目标和干扰所在的真实位置，目标的方位和俯仰角都是-1度，干扰的方位和俯仰角是1.5度，天线波束宽度是6度。

图9为主瓣复合干扰条件下常规单脉冲雷达目标角度估计结果。在主瓣复合干扰下，干扰信号使得雷达测角产生很大误差，无法输出目标的真实角度。由于干扰信号功率比目标信号功率强20分贝，此时常规单脉冲处理的测角输出大部分为干扰信号角度，所以测角输出的方位和俯仰角大概在1.5度，1.5度范围。

图10和图11为主瓣复合干扰条件下双极化单脉冲雷达的目标和干扰源同时角度估计结果和真实位置很吻合。目标的方位和俯仰角度估计是(-1，-1)度，干扰的方位和俯仰角的估计为(1.5，1.5)度。图10是信号干扰功率比sir＝-20db，图11是信号干扰功率比sir＝-10db，可以看出，当干扰信号功率较强时，干扰信号的角度估计散布误差较小。

本发明未详述部分为现有技术。

为了公开本发明的发明目的而在本文中选用的实施例，当前认为是适宜的，但是，应了解的是，本发明旨在包括一切属于本构思和发明范围内的实施例的所有变化和改进。