MC1496振幅调制的交直流电压叠加系数的测定装置的制作方法

本实用新型涉及测定交直流电压叠加系数的技术领域，尤其涉及一种MC1496振幅调制的交直流电压叠加系数的测定装置。

背景技术：

在电子电路中，经常出现直流和交流信号的叠加，但却从来不会在意这种叠加会带来一些意想不到的后果；比如，在振幅调制电路中，根据[高频电子线路第二版，胡宴如主编]振幅调制基本原理，此调幅电路输出电压为：u_o＝Au_c(U_AB+u_Ω)＝AU_cm(U_AB+U_Ωm cosΩt)cosωt＝U_AM(1+m_a cosΩt)cosω

其中，调幅系数这是由教科书给出的调幅的基本原理和m_a计算方法。然而m_a的值可以通过直接测量的已调波形在示波器上的峰-峰值A和谷-谷值B的高度来进行计算，通过测量出的A、B所标出的波形高度，则可测量出调幅系数：

在该振幅调制电路中，采用相同的条件，通过上述两种方式计算的结果却存在差异，而其主要原因在于该振幅调制电路中同时存在直流和交流信号的叠加，而在计算过程中又没有考虑该叠加带来的影响。

因此，针对上述现有技术中因交直流叠加而造成的计算结果不一致的技术问题，本实用新型提供了一种交直流电压叠加系数的测定装置，从而可以纠正上述差异。

本实用新型巧妙地对比根据教科书的方式计算的调幅系数和直接测量的调幅系数，发现通过相同的输入计算的结果二者却存在差异，并通过分析找到问题原因，并在此基础上计算出交直流电压叠加系数，以纠正教科书中存在的问题，也适用于解决因直流与交流信号的叠加因素而带来的理论上的差异问题。

技术实现要素：

针对现有技术中存在的技术问题，本实用新型的主要目的在于提供一种MC1496振幅调制的交直流电压叠加系数的测定装置，通过交直流电压叠加系数的测定，解决因直流与交流信号的叠加而带来的差异问题。

本实用新型提供了一种MC1496振幅调制的交直流电压叠加系数的测定装置，该测定装置包括一个双输入模拟相乘器MC1496集成IC、一个用于输入载波信号的载波输入端、一个用于输入交流调制信号的调制信号输入端、一个正电源、一个负电源、可变电阻R_p2、R_P1和电阻R₁、R₂、R₃、R₄；其中，所述正电源和负电源用以保证所述MC1496集成IC内部双差分对处放大状态；所述可变电阻R_p2用于保证整个电路处于平衡状态；可变电阻R_P1和电阻R₁、R₂、R₃、R₄构成电桥，电桥上包含两个以R_P1为中心轴对称的节点A和B，所述A节点连接调制信号输入端，所述B节点连接所述MC1496集成IC，通过电桥改变A、B节点之间的电压U_AB，让U_AB电压在正值、0和负值之间变化，使得调幅电路有普通调幅波、临界调幅、过调幅和双边调幅的变化。

除此之外，本实用新型使用该测定装置测定交直流电压叠加系数时，在调制信号输入端输入峰值为X mV,频率为Y KHz的正弦信号，调节R_P2可变电阻使所述测定装置输出端信号最小，然后去掉输入信号，从而达到载波输入端平衡；

在载波输入端输入载波信号为u_c＝U_cmcosω_ct，在调制信号输入端输入低频调制信号u_Ω＝U_ΩmcosΩt，调节R_P1，从而改变节点A和B之间的电压值U_AB，使用示波器测量此时所述测定装置输出的振幅调幅波形，其中峰-峰值用A来表示与谷-谷值用B来表示，并记录U_cm、U_Ωm、A、B、U_AB的值；

在调制信号输入端输入的交流信号即调制信号u_Ω与直流电压U_AB存在叠加，通过以下公式测定出在节点A、B处产生的总电压存在的一个交直流叠加系数s_a为：

优选地，所述振幅调制波形包括普通调幅波形和过调幅调制波形。

优选地，在所述测定装置中，若保持U_cm、U_Ωm不变，只改变U_AB值，则所述交直流叠加系数s_a基本保持不变。

优选地，在所述测定装置中，当改变U_cm或U_Ωm的值，则所述交直流叠加系数s_a也会发生改变。

优选地，使用所述交直流叠加系数s_a纠正调幅系数m_a的理论计算结果，使其与测定结果相近。

优选地，所述调幅系数m_a测定为：当时意味着谷-谷值B为正；当输出波形中谷-谷值B为负时，则

优选地，所述正电源为+12V，所述负电源为-8V。

本实用新型实施例的技术方案提供了一种MC1496振幅调制的交直流电压叠加系数的测定装置及方法，本实用新型实施例的技术方案具有以下显著效果：

1.本实用新型巧妙地对比根据教科书的方式计算的调幅系数和直接测量的调幅系数，发现通过相同的输入计算的结果二者却存在差异，通过分析找到问题原因，并在此基础上计算出交直流电压叠加系数，以纠正教科书中存在的问题，除此之外，通过该方法测定的交直流电压叠加系数也适用于解决因直流与交流信号的叠加因素而带来的理论上的差异问题。

2.本实用新型提出的通过实验方法获得交直流电压叠加系数，方法简单，操作容易；且在振幅调制的过程中完成测定，从而能实时方便地获取正确的调幅系数。

附图说明

图1(a)、(b)、(c)分别为本实用新型中MC1496模拟相乘器的内部结构示意图、管脚排列图以及符号缩写图；

图2为本实用新型中MC1496模拟相乘器调幅电路图；

图3(a)、(b)分别为本实用新型调幅系数m_a<1和m_a>1时的调幅波形图以及过调幅波形图；

图4为交流信号与直流电压的叠加电路图。

具体实施方式

为使得本实用新型的实用新型目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而非全部实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

1.MC1496集成模拟相乘器基本工作原理

幅度调制就是载波的振幅受调制信号的控制作周期性的变化。变化的周期与调制信号周期相同。即振幅变化与调制信号的振幅成正比。通常称高频信号为载波信号，低频信号为调制信号，调制器即为产生调幅信号的装置。

本实验采用集成模拟乘法器1496来构成调幅器，图1(a)为1496芯片内部电路图，它是一个四象限模拟乘法器的基本电路，电路采用了两组差动对由V1-V4组成，以反极性方式相连接，而且两组差分对的恒流源又组成一对差分电路，即V5与V6，因此恒流源的控制电压可正可负，以此实现了四象限工作。D、V7、V8为差动放大器V5、V6的恒流源。进行调幅时，载波信号加在V1-V4的输入端，即引脚的⑧、⑩之间；调制信号加在差动放大器V5、V6的输入端，即引脚的①、④之间，②、③脚外接1KΩ电阻，以扩大调制信号动态范围，已调制信号取自双差动放大器的两集电极(即引出脚(6)、(12)之间)输出。

用1496集成电路构成的调幅器电路图如图2所示，图中RP1用来调节引出脚①、④之间的平衡，RP2用来调节⑧、⑩脚之间的平衡，三极管V为射极跟随器，以提高调幅器带负载的能力。

根据双差分对模拟相乘器基本原理制成的单片集成模拟相乘器MC1496是四象限的乘法器。其内部电路如图1(a)所示，其中V7、R1、V8、R2、V9、R3和R5等组成多路电流源电路，V7、R5、R1为电流源的基准电路，V8、V9分别供给V5、V6管恒值电流IO/2，R5为外接电阻，可用以调节IO/2的大小。由V5、V6、两管的发射极引出接线端2和3，外接电阻RY，利用RY的负反馈作用，以扩大输入电压u2的动态范围。RC为外接负载电阻。

根据差分电路的基本工作原理，可以得到

式中i_c1、i_c2、i_c3、i_c4、i_c5、i_c6分别是三极管V1、V2、V3、V4、V5、V6的集电集电流。U_T为温度的电压当量，在常温T＝300K时，U_T≈26mV。由图2可知，相乘器的输出差值电流

i＝i₁₃-i₂₄＝(i_c1+i_c3)-(i_c2-i_c4)＝(i_c1-i_c2)-(i_c3-i_c4) (1.4)

将(1.1)、(1.2)、(1.3)代入(1.4)，可得

由于V5、V6两管发射极之间跨接负反馈电阻RY，当RY远大于V5、V6管的发射结电阻时

i_c5-i_c6≈i_E5-i_E6＝2u₂/R_Y (1.6)

将式(1.6)代入(1.5)可得

则输出电压为

可见，输出电流中包含两个输入信号的乘积。

MC1496的管脚排列如图1(b)所示，其符号如图1(c)所示。

2.调幅系数m_a的获取

方法一：调幅系数m_a的计算(理论值)；

如图2所示采用MC1496构成普通调幅的调幅和双边带调幅电路，将普通调幅波的调幅、临界调幅和抑制双边带的调幅用一个电路来实现，图中接于正电源电路的电阻R₇,R₈用来分压，给相乘器内部V1～V4管提供基极偏压，R_p2用来调节8、10脚之间的平衡，也是整个电路的平衡。负电源(-8V)通过R_P1、R1、、R2及R3、R4的分压供给相乘器内部V5、V6管基极偏压，同时调节R_P1，改变了A、B之间的电位差，即调节本电路中最重要的直流参数U_AB，当U_AB≠0时，该电路实现普通调幅波的调幅，当U_AB＝0时，该电路实现抑制载波的双边带调幅。

如图所示载波信号u_c＝U_cmcosω_ct通过IN1输入加到相乘器一端8、10脚，调制信号u_Ω＝U_ΩmcosΩt由IN2输入与直流电压U_AB叠加后加相乘器的另一端1、4脚。

根据[高频电子线路第二版，胡宴如主编]振幅调制基本原理，此调幅电路输出电压为：

其中U_AM＝AU_cmU_AB (2.2)

以上是由教科书给出的调幅的基本原理和m_a计算方法。

方法二：调幅系数m_a从调幅波测算(直接测量值)；

另外m_a的值可以通过直接测量已调波形在示波器上峰-峰值A和谷-谷值B的高度来进行计算。如图3所示测量出A、B所标出的波形高度，则可测量出调幅系数：

如图3所示，如图4所示，输出波形中谷谷值为负，调幅系数

综上所述m_a的值可以由两条途径获得，一是通过原理计算获得，二是通过图形获得，同一实验内容m_a的值应当相同，下面通过实验比较教科书中理论值m_a和直接测量值m_a

实验内容及步骤：

(1).如图2所示，调RP2电位器使载波输入端平衡：在调制信号输入端IN2加峰值为100mV,频率为1KHz的正弦信号，调节RP2电位器使输出端信号最小，然后去掉输入信号。

(2).实现全载波调幅：在IN1输入端输入载波信号为u_c＝U_cmcosω_ct＝20cos(2π×10⁵t)mv，在IN2输入端将低频信号u_Ω＝U_ΩmcosΩt＝100cos(2π×10³t)mv，调节R_P1(即改变U_AB的值)，让示波器显示的波形为一普通调幅波，拍摄此时的调幅波形(标明峰-峰值A与谷-谷值B)。记录此时波形、U_cm、U_Ωm、A、B、U_AB等参数以及计算理论值m_a和直接已调波测量m_a记录在下表1中；

(3).改变U_AB和U_Ωm的值重复再做多次，并将相关数据记录表1中；

表1：全载波调幅相关数据

由上表可见，在同一条件下，通过理论计算得到的值与和通过直接测量得到的m_a值不同，必然存在一个我们没有考虑到因素。如图2所示电路中相乘器的两个输入端，一端是载波u_c输入端，另一端为直流电压与调制信号叠加后输入，而调制信号加在电桥R1、R2及R3、R4其中一个臂上，如图4所示，因此调制信号u_Ω只有部分信号与直流电压叠加后进入相乘器的一端。

3.交直流叠加(superpose)系数s_a及测定

如图4所示为交流信号即调制信号u_Ω与直流电压U_AB叠加的等效电路图，在A、B处产生的总电压存在的一个交直流叠加系数s_a，即u_AB＝U_AB+s_au_Ω，于是式(2.1)可表示为：

令

而直接已调波测量

即

重复实验内容将数据记录下表2中：

从表2可以看到，若保持U_cm、U_Ωm、不变，只改变U_AB，无论波形形状多大，是否是普通调幅波还是过调幅即m_a的值是否大于1，交直流叠加系数s_a的值基本保持不变或变化很小。只有当改变U_cm或U_Ωm的值，交直流叠加系数s_a将发生改变。

在计算出交直流叠加系数s_a之后，可以通过交直流电压叠加系数，解决因直流与交流信号的叠加而带来的计算调幅系数的差异问题，该测定装置简单，操作容易，且在振幅调制的过程中完成，能实时方便地获取正确的调幅系数。

以上所述，仅为本实用新型的较佳实施例而已，并非用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。