基于脉冲压缩技术的时间调制阵列测向系统的制作方法

本发明涉及天线工程技术领域，具体地涉及基于脉冲压缩技术的时间调制阵列测向系统。

背景技术：

测向技术广泛应用于雷达，声呐和无线通讯等领域，传统的测向方法存在着或硬件结构复杂、成本高，或计算度复杂，或估计精度低等问题。时间调制阵列作为一种低成本、低复杂度的新型天线近年来受到极大关注。阵列通过周期性调制产生含有不同信息量的谐波分量，可以用来实现测向、波束扫描、空分多址等功能。调频信号作为一种大时宽带宽积的扩频信号，也同时被应用于通信、雷达、声呐探测和合成孔径雷达成像等领域。在雷达中，为增加雷达的探测距离，同时保持一定的距离分辨力，通常采用线性调频信号以获得大时宽带宽积；在无线通信中，利用线性调频信号及时变滤波来进行系统识别；在合成孔径雷达成像技术中，可以增强分辨率提高成像精度。

技术实现要素：

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种基于脉冲压缩技术的时间调制阵列测向系统。

根据本发明提供的一种基于脉冲压缩技术的时间调制阵列测向系统，包括天线阵列模块、射频开关模块、数字控制模块、双工器、射频本振模块、信号发射模块、信号接收模块；天线阵列模块依次连接射频开关模块、双工器，双工器分别连接信号发射模块、信号接收模块，数字控制模块分别连接射频开关模块、双工器，射频本振模块分别连接信号发射模块、信号接收模块。

优选地，所述天线阵列模块包括一个或多个单元印刷偶极子天线阵列单元，天线阵列单元之间的间距为半波长；所述射频开关模块包括一个或多个单刀单掷开关；天线阵列单元与单刀单掷开关一一对应。

优选地，所述信号发射模块包括线性调频信号发生器、第一混频器、带通滤波器、功率放大器，线性调频信号发生器依次连接第一混频器、带通滤波器、功率放大器、双工器，第一混频器连接射频本振模块。

优选地，所述信号接收模块包括低噪声放大器、第二混频器、低通滤波器、匹配滤波器、信号处理器，低噪声放大器的一端连接双工器，低噪声放大器的另一端依次连接第二混频器、低通滤波器、匹配滤波器、信号处理器，第二混频器连接射频本振模块，匹配滤波器连接线性调频信号发生器。

优选地，所述射频开关模块用于对回波信号进行时间调制，所述双工器用于切换发射/接收状态，所述数字控制模块用于控制射频开关模块的各单刀单掷开关的调制时序和双工器的状态切换。

优选地，当系统处于发射状态时，双工器切换到发射支路，射频开关模块的单刀单掷开关全部处于闭合状态；线性调频信号发生器产生的线性调频脉冲信号经过第一混频器调制到载波频率，经过带通滤波器滤波后再经过功率放大器进行功率放大，放大后的信号依次经过双工器、闭合状态的射频开关模块后由天线阵列模块辐射向空间。

优选地，当系统完成线性调频信号的发射后，双工器切换到接收状态，回波信号经由天线阵列模块接收后，被射频开关模块进行周期性的调制，其中调制信号由数字控制模块产生，调制后的信号依次经过双工器、低噪声放大器后，经由第二混频器被下变频后通过低通滤波器变为基带信号。

优选地，所述射频开关模块的调制频率fp与线性调频信号发生器发射的线性调频信号的调频斜率μ之间满足如下关系：

所述射频开关模块的调制频率fp与线性调频信号发生器发射的线性调频信号的带宽b和调频斜率μ之间满足如下关系：

其中，k表示带宽b与切换频率fp的比值，n^*表示自然数，l表示调频斜率μ与切换频率fp平方的比值，z表示整数。

优选地，所述匹配滤波器将低通滤波器输出的基带信号，包括谐波分量和基波分量，进行脉冲压缩，得到多个峰值的匹配滤波器输出信号，匹配滤波器输出信号表示为：

其中，so(θ,t)表示匹配滤波器输出信号，θ表示入射信号角度，t表示信号时刻，sr(θ,t)表示发射信号的回波信号，表示匹配滤波器的响应函数，t0表示信号由发射到回波信号接收的时间差，u表示回波信号延时，m表示第m次谐波的序号，rect函数表示为rect(t/t)＝1，(|t/t|≤1)，t为线性调频信号脉冲长度，表整个阵列的第m次谐波的傅里叶系数，n表示阵列测向时所使用的阵元数，n表示阵元序号，am,n表示第n阵元的第m次谐波的傅里叶系数，j表示虚数符号，β表示阵列波数，d表示阵元间距，fc表示回波信号的载波频率，sinc函数表示为sinc(x)＝sin(πx)/πx。

优选地，利用信号处理器对匹配滤波器的输出信号进行处理，通过搜索得到相应的谐波系数特征，所述信号处理器对于回波信号的来波方向计算关系为：

其中，θn表示利用第n次和第n+1次谐波测量所得出的入射信号角度，фn表示阵列的第n次谐波系数，фn+1表示阵列的第n+1次谐波系数。

其中，所述фn+1的向量形式表示为：

其中，n×n表示阵列测向时所使用的阵元数×谐波数，阵元数和谐波数的值都等于n，表示阵列因子向量，hcmn×n表示谐波特性矩阵，表示谐波特性矩阵的逆矩阵，表示谐波系数向量。

其中，所述阵列因子向量其中，上标t表示转置矩阵；所述谐波系数向量

所述谐波特性矩阵hcmn×n表示为：

其中，am,n为第n阵元的m次谐波的傅里叶系数，k≤m≤k+n-1，1≤n≤n。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

1、本发明采用时间调制阵列，具有低复杂度、低成本的特点。

2、本发明采用脉冲压缩技术，线性调频信号的累积增益可以直接传递至对回波方向的计算中，可以实现对探测目标的高精度测向。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明的基本结构框图。

图2为发射信号时频关系图。

图3为回波信号经过调制后的时频关系图。

图4为施例1中回波信号经过调制后的时频关系图。

图5为施例1中调制过的回波信号经过脉冲压缩后的时域波形。

图6为信噪比分别为0db、5db、10db时系统测向的均方根误差。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。

本发明具有两种工作模式，分别为发射模式和接收模式。当系统工作在发射模式时，所有射频开关处于闭合状态，实现所有通道等幅同相馈电并将线性调频信号向空间辐射。当系统完成单个脉冲信号的发射后，由双工器控制使系统进入接收模式。在接收模式中，各个通道中的射频开关进行周期性的打开和闭合，对接收信号进行时间调制。接收到的线性调频回波信号经过调制后在时频域会产生多次谐波分量。将基波分量和谐波分量的混合信号通过匹配滤波器进行脉冲压缩后，可以得到多峰值的匹配滤波器输出信号。通过对输出信号的各个峰值点做相应的谐波系数特征值提取，并代入相应的公式进行计算即可得到探测目标的方位信息。适用于小型化的制导雷达、汽车防撞雷达、无人驾驶汽车探测系统等平台。

根据本发明提供的一种基于脉冲压缩技术的时间调制阵列测向系统，如图1所示，包括天线阵列模块1、射频开关模块2、数字控制模块14、双工器3、射频本振模块8、信号发射模块、信号接收模块；天线阵列模块1依次连接射频开关模块2、双工器3，双工器3分别连接信号发射模块、信号接收模块，数字控制模块14分别连接射频开关模块2、双工器3，射频本振模块8分别连接信号发射模块、信号接收模块。

优选地，所述天线阵列模块1包括一个或多个单元印刷偶极子天线阵列单元，天线阵列单元之间的间距为半波长；所述射频开关模块2包括一个或多个单刀单掷开关；天线阵列单元与单刀单掷开关一一对应。天线阵列模块1用于向空间辐射脉冲信号并接收目标的回波信号。射频开关模块2用于对回波信号进行时间调制。在优选例中，天线阵列模块1包括八个单元印刷偶极子天线阵列单元，射频开关模块2包括八个单刀单掷开关。

优选地，所述信号发射模块包括线性调频信号发生器7、第一混频器6、带通滤波器5、功率放大器4，线性调频信号发生器7依次连接第一混频器6、带通滤波器5、功率放大器4、双工器3，第一混频器6连接射频本振模块8。

优选地，所述信号接收模块包括低噪声放大器9、第二混频器10、低通滤波器11、匹配滤波器12、信号处理器13，低噪声放大器9的一端连接双工器3，低噪声放大器9的另一端依次连接第二混频器10、低通滤波器11、匹配滤波器12、信号处理器13，第二混频器10连接射频本振模块8，匹配滤波器12连接线性调频信号发生器7。

优选地，所述射频开关模块2用于对回波信号进行时间调制，所述双工器3用于切换发射/接收状态，所述数字控制模块14用于控制射频开关模块2的各单刀单掷开关的调制时序和双工器3的状态切换。在优选例中，数字控制模块14包括fpga。

优选地，当系统处于发射状态时，双工器3切换到发射支路，射频开关模块2的单刀单掷开关全部处于闭合状态；线性调频信号发生器7产生的线性调频脉冲信号经过第一混频器6调制到载波频率，经过带通滤波器5滤波后再经过功率放大器4进行功率放大，放大后的信号依次经过双工器3、闭合状态的射频开关模块2后由天线阵列模块1辐射向空间。信号发射时，射频开关全部闭合，实现所有通道等幅同相馈电并将线性调频信号向空间发射。

优选地，当系统完成线性调频信号的发射后，双工器3切换到接收状态，回波信号经由天线阵列模块1接收后，被射频开关模块2进行周期性的调制，其中调制信号由数字控制模块14产生，调制后的信号依次经过双工器3、低噪声放大器9后，经由第二混频器10被下变频后通过低通滤波器11变为基带信号。

优选地，所述射频开关模块2的调制频率fp与线性调频信号发生器7发射的线性调频信号的调频斜率μ之间满足如下关系：

所述射频开关模块2的调制频率fp与线性调频信号发生器7发射的线性调频信号的带宽b和调频斜率μ之间满足如下关系：

其中，k表示带宽b与切换频率fp的比值，n^*表示自然数，l表示调频斜率μ与切换频率fp平方的比值，z表示整数。

优选地，所述匹配滤波器12将低通滤波器11输出的基带信号，包括谐波分量和基波分量，进行脉冲压缩，得到多个峰值的匹配滤波器输出信号，匹配滤波器输出信号表示为：

其中，so(θ,t)表示匹配滤波器输出信号，θ表示入射信号角度，t表示信号时刻，sr(θ,t)表示发射信号的回波信号，表示匹配滤波器的响应函数，t0表示信号由发射到回波信号接收的时间差，u表示回波信号延时，m表示第m次谐波的序号，rect函数表示为rect(t/t)＝1，(|t/t|≤1/2)，t为线性调频信号脉冲长度，表整个阵列的第m次谐波的傅里叶系数，n表示阵列测向时所使用的阵元数，n表示阵元序号，am,n表示第n阵元的第m次谐波的傅里叶系数，j表示虚数符号，β表示阵列波数，d表示阵元间距，fc表示回波信号的载波频率，sinc函数表示为sinc(x)＝sin(πx)/πx。

优选地，利用信号处理器13对匹配滤波器的输出信号进行处理，通过搜索得到相应的谐波系数特征，所述信号处理器13对于回波信号的来波方向计算关系为：

其中，θn表示利用第n次和第n+1次谐波测量所得出的入射信号角度，фn表示阵列的第n次谐波系数，фn+1表示阵列的第n+1次谐波系数。

其中，所述фn+1的向量形式表示为：

其中，n×n表示阵列测向时所使用的阵元数×谐波数，阵元数和谐波数的值都等于n，表示阵列因子向量，hcmn×n表示谐波特性矩阵，表示谐波特性矩阵的逆矩阵，表示谐波系数向量。

其中，所述阵列因子向量其中，上标t表示转置矩阵；所述谐波系数向量

所述谐波特性矩阵hcmn×n表示为：

其中，am,n为第n阵元的m次谐波的傅里叶系数，k≤m≤k+n-1，1≤n≤n。

实施例1：

假设发射的线性调频信号载频为f0＝2ghz，带宽为b＝10mhz，时长t＝100μs，调频斜率为μ＝b/t＝10¹¹。目标相对阵列的法相方向方位角为θ＝15°，所述的天线阵阵元间距d＝λ/2＝15cm，λ＝c/f0为入射信号的波长，c为电磁波在真空中传播的速度。发射信号的时频关系图如图2中所示，信号在时频域具有理想的线性关系。

信号发射完成后，阵列切换到接收状态。接收时，各个射频开关在单位周期内依次打开进行时间调制，其调制周期为tp＝1μs，调制频率fp＝1mhz，在一个调制周期内，每个天线单元接通时间为0.125。信号经过目标反射后被阵列接收并调制，整个线性调频回波信号的接收周期数为m＝t/tp＝100。图3所示为接收的回波信号经过调制后的时频关系图。图中可以看到，在反射信号经过时间调制后，入射的线性调频信号可以表示为无限个线性调频谐波信号之和，而这些线性调频谐波信号之间相邻谐波的载波频率之差为开关的调制频率。当线性调频信号的带宽大于开关的调制频率时，各次谐波信号之间将在时域和频率上都会有混叠，这使得使用传统的傅里叶变换的方法无法准确的得到各次谐波的系数。

图4给出了目标在35°处的回波信号被开关调制后对应的时频关系图。图中可以看出，经过时间调制后，回波信号在时频域被扩展为多次线性调频谐波信号之和，且相邻谐波的载波频率之差为开关的调制频率。同时由于各次谐波信号有同样的调制频率，因此其可以被匹配滤波器独立区分。另外，各个时频图的横截面图等价于不同时刻的瞬时功率谱。图中可以看出，除了载波频率外不同时刻的瞬时功率谱曲线完全相同，说明各阶谐波功率在不同时刻具有十分稳定的比例关系。但是，当回波信号的来波方向不同时，各阶谐波功率比不同，功率比之间的关系反应了回波信号的方向信息。

图4中的调制信号经过匹配滤波器后输出时域波形如图5所示，图中可以看出，匹配滤波器的输出信号具有多个峰值点，其可以看做是多个谐波信号经过脉冲压缩的累加。假设延时信号t0＝0，脉冲压缩后峰值点所在的位置为t＝0μs，图中用红色上三角符号标示。各阶谐波经过脉冲压缩后的峰值点使用蓝色上三角符号标示。相邻的峰值点之间间距为δt＝|fp/μ|。

图6所示为不同入射角时各个估计角度的均方根误差仿真结果，其中各个仿真参数同图4和图5中相同。其中入射角范围在-65°到+65°之间并以5°为间隔均匀分布，环境信噪比范围在0db到10db之间以5db为间隔均匀分布，每个仿真点都执行2000次蒙特卡洛仿真。由于各次谐波是经过匹配滤波后提取到的，所以脉冲压缩自身的增益提高了谐波系数提取时的精确度，因此图中可以看出该方法取得了较高的测向精度。在信噪比分别为0db，5db和10db时，测向范围内平均均方根误差分别为0.032°，0.018°，和0.010°。同时可以看出，随着入射角度的增加相对应阵列的口径效率降低，所以测向的均方根误差有所增大。图中还可以看出，当回波信号从不同角度入射时，测向均方根误差值会有轻微波动，波动程度随信噪比减小而变得剧烈。这是由于不同入射角度时各次谐波的能量值不尽相同，即使处于同一信噪比环境下，不同谐波计算得到θn的精度不同，因而对最终估计结果产生了轻微波动的影响。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。