零磁通高精度零序电流互感器的制作方法

本实用新型涉及一种互感器，尤其是一种零磁通高精度零序电流互感器，属于电气工程电磁测量技术领域。

背景技术：

在配电网中，通常采用传统的电磁型零序互感器。传统的电磁型零序互感器由于励磁电流的影响，存在一定的测量误差，在配电网发生高阻接地时，故障零序电流很小，使得互感器测量精度进一步下降，很难满足故障识别和定位所需的测量精度。

技术实现要素：

本实用新型的目的是为了解决上述现有技术的缺陷，提供了一种零磁通高精度零序电流互感器，该互感器可以应用于非直接接地配电网，其采用有源零磁通补偿原理，可消除励磁电流对互感器精度的影响，能够满足发生高阻接地时故障识别和定位所需的测量精度，且不会减小原有零序互感器的过载倍数，实现了对零序电流宽范围高精度的测量。

本实用新型的目的可以通过采取如下技术方案达到：

一种零磁通高精度零序电流互感器，包括互感器铁芯、互感器绕组和补偿电路，所述互感器铁芯包括主铁芯和辅助铁芯，所述互感器绕组包括二次电流绕组、零磁通检测绕组和补偿绕组，所述零磁通检测绕组均匀绕制于主铁芯上，所述补偿绕组均匀绕制于辅助铁芯上，带有零磁通检测绕组的主铁芯和带有补偿绕组的辅助铁芯并排粘合，所述二次电流绕组均匀绕制于粘合后的主铁芯和辅助铁芯上，所述补偿电路分别与零磁通检测绕组、补偿绕组相连。

进一步的，所述补偿电路包括误差放大电路、低通滤波电路、相移电路和补偿绕组驱动电路，所述误差放大电路、低通滤波电路、相移电路和补偿绕组驱动电路依次相连，所述误差放大电路与零磁通检测绕组相连，所述补偿绕组驱动电路与补偿绕组相连。

进一步的，所述误差放大电路包括第一运算放大器，所述第一运算放大器的正向输入端与零磁通检测绕组相连，第一运算放大器的输出端与低通滤波电路的输入端相连。

进一步的，所述低通滤波电路采用二阶巴特沃兹低通滤波电路，该二阶巴特沃兹低通滤波电路包括第二运算放大器，所述第二运算放大器的正向输入端与误差放大电路的输出端相连，第二运算放大器的输出端与相移电路的输入端相连。

进一步的，所述相移电路采用积分移相电路，该积分移相电路包括第三运算放大器，所述第三运算放大器的反向输入端与低通滤波电路的输出端相连，第三运算放大器的输出端与补偿绕组驱动电路的输入端相连。

进一步的，所述补偿绕组驱动电路采用V/I转换电路结构，该V/I转换电路结构包括第四运算放大器、第五运算放大器、第一三极管和第二三极管，所述第一三极管为 NPN三极管，所述第二三极管为PNP三极管；

所述第四运算放大器的正向输入端与相移电路的输出端相连，第四运算放大器的反向输入端与第五运算放大器的输出端相连，第四运算放大器的输出端通过第一二极管与第一三极管的基级相连，以及通过第二二极管与第二三极管的基级相连；所述第五运算放大器的正向输入端与补偿绕组相连；所述第一三极管的发射极和第二三极管的发射极分别与补偿绕组相连。

进一步的，所述主铁芯和辅助铁芯均采用软磁材料制作而成，主铁芯和辅助铁芯均为环形且尺寸完全相同。

进一步的，所述二次电流绕组的匝数为互感器的设计变比。

进一步的，当互感器二次电流的额定值为1A时，所述零磁通检测绕组的匝数为二次电流绕组匝数的10倍；

当互感器二次电流的额定值为5A时，所述零磁通检测绕组的匝数为二次电流绕组匝数的50倍。

进一步的，所述补偿绕组的匝数与零磁通检测绕组的匝数相同。

本实用新型相对于现有技术具有如下的有益效果：

1、本实用新型的零序电流互感器利用零磁通补偿原理，消除零序电流互感器励磁电流对测量精度的影响,能够满足发生高阻接地时故障识别和定位所需的测量精度，且不会减小原有零序互感器的过载倍数，在较宽的测量范围内实现对零序电流的高精度测量。

2、本实用新型采用补偿电路和补偿绕组实现高精度有源补偿方法，使零序电流互感器的精度不受外界因素的影响，相比无源零磁通互感器省去了精度矫正工作，降低了维护工作量。

3、本实用新型的零序电流互感器在其额定范围的2％～120％均能保证0.2级的精度，在10倍额定电流时保证5％的精度。

附图说明

图1为本实用新型实施例1的零磁通高精度零序电流互感器结构示意图。

图2为本实用新型实施例1的误差放大电路原理图。

图3为本实用新型实施例1的低通滤波电路和移相电路原理图。

图4为本实用新型实施例1的补偿绕组驱动电路原理图。

其中，1-补偿电路，2-主铁芯，3-辅助铁芯，4-二次电流绕组，5-零磁通检测绕组。 6-补偿绕组，N1-二次电流绕组的匝数，N2-零磁通检测绕组的匝数，N3-补偿绕组的匝数，U1-第一运算放大器，U2A-第二运算放大器，U2B-第三运算放大器，U3A-第四运算放大器，U3B-第五运算放大器，R1-第一电阻，R2-第二电阻，R3-第三电阻，R4-第四电阻，R5-第五电阻，R6-第六电阻，R7-第七电阻，R8-第八电阻，R9-第九电阻，R10- 第十电阻，R11-第十一电阻，R12-第十二电阻，R13-第十三电阻，C1-第一电容，C2- 第二电容，C3-第三电容，C4-第四电容，Q1-第一三极管，Q2-第二三极管，D1-第一二极管，D2-第二二极管。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本实用新型作进一步详细的描述，但本实用新型的实施方式不限于此。

实施例1：

如图1所示，本实施例提供了一种零磁通高精度零序电流互感器，该电流互感器可以用于非直接接地配电网，采用动态磁平衡原理实现主铁芯零磁通电流比例变换，其包括互感器铁芯、互感器绕组和补偿电路1，互感器铁芯包括主铁芯2和辅助铁芯3，互感器绕组包括二次电流绕组4、零磁通检测绕组5和补偿绕组6，二次电流绕组4的匝数用N1表示，零磁通检测绕组5的匝数用N2表示，补偿绕组6的匝数用N3表示。

所述主铁芯2和辅助铁芯3均采用软磁材料制作而成，主铁芯和辅助铁芯均为环形且尺寸完全相同，本实施例的主铁芯2和辅助铁芯3外径为150mm，内径为110mm，厚度为30mm。

所述零磁通检测绕组5均匀绕制于主铁芯2上，补偿绕组6均匀绕制于辅助铁芯3 上，将带有零磁通检测绕组5的主铁芯1和带有补偿绕组6的辅助铁芯3并排粘合，再将二次电流绕组4均匀绕制于粘合后的主铁芯2和辅助铁芯3上。

进一步地，二次电流绕组4的匝数N1等于互感器的设计变比，要考虑10倍额定电流的过流能力，本实施例的互感器设计变比为30，即N1＝30，二次电流绕组4采用三平方的多股漆包线均匀绕制。

本实施例的零序电流互感器二次电流的额定值为5A，因此零磁通检测绕组5的匝数N2为二次电流绕组的50倍，即N2＝30*50＝1500，零磁通检测绕组5采用0.6mm漆包线均匀绕制。

进一步地，补偿绕组6的匝数N3与零磁通检测绕组的匝数N2相同，即N3＝N2＝1500。补偿绕组6采用0.6mm漆包线均匀绕制。

所述补偿电路1包括误差放大电路、低通滤波电路、相移电路和补偿绕组驱动电路，误差放大电路、低通滤波电路、相移电路和补偿绕组驱动电路依次相连，误差放大电路与零磁通检测绕组5相连，补偿绕组驱动电路与补偿绕组6相连。

如图1和图2所示，所述误差放大电路包括第一运算放大器U1，优选地，第一运算放大器采用AnalogDevice公司的ADA4625-1低噪声运算放大器设计，该第一运算放大器U1为JFET输入放大器，输入阻抗高，其正向输入端与零磁通检测绕组5相连，接收零磁通检测绕组5的电流信号，处理后输出信号Uo1，有利于降低零磁通检测绕组5的电流，误差放大电路的放大倍数为10倍，供电电压为±12V。

进一步地，本实施例的误差放大电路还包括第一电阻R1、第二电阻R2和第一电容C1，从图2中可以看到，第一运算放大器U1的反向输入端通过第二电阻R2接地，第一电容C1分别接在第一电阻R1的两端，第一电阻R1的一端还接在第二电阻R2的一端、反向输入端，第一电阻R1的另一端还接在第一运算放大器U1的输出端。

如图1～图3所示，所述低通滤波电路采用二阶巴特沃兹低通滤波电路，截止频率为2kHz，在减小高频干扰的同时不会显著影响零序互感器的整体带宽。低通滤波电路的放大倍数为1倍，供电电压为±12V；进一步地，该二阶巴特沃兹低通滤波电路包括第二运算放大器U2A，优选地，采用AnalogDevice公司的ADA4898-2超低噪声运算放大器设计，该第二运算放大器U2A的典型噪声为0.9nV/Hz，可有效减小低通滤波电路的整体噪声，其正向输入端与第一运算放大器U1的输出端相连，接收第一运算放大器U1输出的信号Uo1。

进一步地，本实施例的低通滤波电路还包括第四电阻R4、第五电阻R5、第二电容C2和第四电容C4，从图3中可以看到，第二运算放大器U2A的正向输入端依次通过第四电阻R4、第五电阻R5与第一运算放大器U1的输出端相连，第二电容C2的一端接在第四电阻R4、第五电阻R5的一端，第二电容C2的另一端接在第二运算放大器 U2A的输出端，第四电容C4的一端接第五电阻R5的另一端，第四电容C4的另一端接地。

如图1～图3所示，所述相移电路采用积分移相电路，该积分移相电路包括第三运算放大器U2B，优选地，第三运算放大器U2B采用AnalogDevice公司的ADA4898-2 超低噪声运算放大器设计，其放大倍数为10倍，供电电压为±12V，第三运算放大器 U2B的反向输入端与第二运算放大器U2A的输出端相连，接收第二运算放大器U2A 输出的信号，并在处理后输出信号Uo2。

进一步地，本实施例的相移电路还包括第三电阻R3、第六电阻R6和第七电阻R7 和第三电容C3，从图3中可以看到，第三运算放大器U2B的反向输入端通过第六电阻 R6与第二运算放大器U2A的输出端相连，第三运算放大器U2B的正向输入端通过第七电阻R7接地，第三电阻R3的两端分别接在第三电容C3的两端，第三电容C3的一端还接在第六电阻R6的一端、第三运算放大器U2B的正向输入端，第三电容C3的另一端还接在第三运算放大器U2B的输出端。

如图1～图4所示，所述补偿绕组驱动电路采用V/I转换电路结构，该V/I转换电路结构增益为1V/A，其包括第四运算放大器U3A、第五运算放大器U3B、第一三极管 Q1和第二三极管Q2，第四运算放大器U3A和第五运算放大器U3B均采用 AnalogDevice公司的ADA4898-2超低噪声运算放大器设计，第一三极管Q1采用 2SD1803三极管，其为NPN三极管，第二三极管Q2采用2SB1803三极管，其为PNP 三极管，两个三极管为互补的三极管，第一三极管Q1和第二三极管Q2的最大持续集电极电流为5A，耐压为50V。

第四运算放大器U3A的正向输入端与第三运算放大器U2B的输出端，接收第三运算放大器U2B输出的信号Uo2，第四运算放大器U3A的反向输入端与第五运算放大器U3B的输出端相连，第四运算放大器U3A的输出端通过第一二极管D1与第一三极管Q1的基级相连，以及通过第二二极管D2与第二三极管Q2的基级相连，第五运算放大器U3B的正向输入端与补偿绕组6相连，第一三极管Q1的发射极和第二三极管 Q2的发射极分别与补偿绕组6相连，以驱动补偿补偿绕组6；其中，第一二极管D1 和第二二极管D2均采用1N4148二极管。

进一步地，本实施例的补偿绕组驱动电路还包括第八电阻R8、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12和第十三电阻R13，第四运算放大器 U3A的反向输入端还通过第九电阻R9接地，第五运算放大器U3B的反向输入端通过第十二电阻R12接地，第十三电阻R13的一端接在第四运算放大器U3A的反向输入端、第五运算放大器U3B的输出端，第十三电阻R13的另一端接在第五运算放大器U3B 的反向输入端，第一三极管Q1的集电极接+5V电源，第二三极管Q2的集电极接-5V 电源，第八电阻R8的一端接第一三极管Q1的集电极，第八电阻R8的另一端接第一二极管D1的正极、第一三极管Q1的基级，第十一电阻R11的一端接第二三极管Q2 的集电极，第十一电阻R11的另一端接第一二极管D1的负极、第二三极管Q2的基级，第十电阻R10的一端接，第十电阻R10的一端接第五运算放大器U3B的正向输入端，第十电阻R10的另一端接地。

实施例2：

本实施例的主要特点是：互感器二次电流的额定值为1A，因此零磁通检测绕组5 的匝数N2为二次电流绕组4匝数N1的10倍，即N2＝N3＝10*10＝100。其余同实施例1。

综上所述，本实用新型可以应用于非直接接地配电网，其采用有源零磁通补偿原理，可消除励磁电流对互感器精度的影响，能够满足发生高阻接地时故障识别和定位所需的测量精度，且不会减小原有零序互感器的过载倍数，实现了对零序电流宽范围高精度的测量。

以上所述，仅为本实用新型专利较佳的实施例，但本实用新型专利的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型专利所公开的范围内，根据本实用新型专利的技术方案及其实用新型构思加以等同替换或改变，都属于本实用新型专利的保护范围。