雷达信号处理器以及雷达系统的制作方法

本申请基于2017年4月19日提出申请的日本申请号2017－082876号，在此引用其记载内容。

本公开涉及将对雷达波的接收信号进行频率变换后的信号进行波形整形的雷达信号处理器以及雷达系统。

背景技术：

近年来，提出了很多防撞或自动驾驶等技术，利用雷达技术测定从本装置到物标的距离的技术受到关注。例如作为测定从本装置到物标的距离的装置，申请人提出了汽车用的毫米波段雷达装置。在该雷达装置的内部组装有各种电子部件，该电子部件中使用例如在接收时对雷达波的信号进行频率变换、然后进行波形整形的雷达信号处理器。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008－172729号公报

技术实现要素：

雷达系统中例如有如下构成的系统：随着时间变化，将接收机的本地信号的频率线性地增加或减少(称为渐增或渐减)，由此检测与目标相关的信息(例如到目标的距离及其相对速度)。在该结构的情况下，使用频率变换器将雷达波的反射信号变换为中间频段、所谓的if频段(intermediatefrequency、中频)的频率并进行各种处理。

发明人将由该频率变换器通过直接变换方式进行频率变换时发生的dc偏移视为问题，尤其查出了在线性调频开始或结束时较大地发生dc偏移。该dc偏移成为使接收性能劣化的原因，因而不是理想的。

关于dc偏移减少技术，例如在专利文献1所示的便携电话的技术领域中正在开发，但不能原样适用于雷达系统。雷达这一技术领域中所需的if频段是极低频，在为了取得该极低频段的信号而使用高通滤波器的情况下，必须将高通滤波器的时间常数大幅地设定得大，并不实用。例如，如果使用专利文献1等中公开的ac耦合型的高通滤波器的结构，则需要大面积的电容元件，不适合于小型化、高集成化。

本公开的目的在于提供能够性能良好地减少dc偏移的雷达信号处理器。

本公开的一个方式是一种配置在雷达系统中的雷达信号处理器，该雷达系统具备：发送部，向目标发送与渐增/渐减的线性调频频率相应的雷达波；以及频率变换部，根据线性调频频率，对被上述目标反射的雷达波的信号进行频率变换。该一个方式的放大部具备可变放大部以及反馈部，可变放大部连接于频率变换部的后级，对频率变换部的输出进行可变放大，反馈部检测可变放大部的输出，将该检测信号中包含的频段的信号反馈给可变放大部的输入。

放大部构成为，在规定期间中将包含由频率变换部进行频率变换时发生的dc偏移过渡响应频率在内的频段截止，在规定期间以外的期间中不将频段截止，上述规定期间决定了从使用频率变换部以线性调频频率开始解调起第1规定期间或/及该解调结束后起第2规定期间。由此，能够性能良好地减少dc偏移。

附图说明

关于本公开的上述目的及其他目的、特征及优点通过参照所附的附图来进行的下述的详细的记述而变得更加明确。附图中，

图1是第1实施方式中的雷达系统的电气结构图。

图2是表示雷达信号处理器以及控制电路的一部分的电气结构图之一。

图3是线性调频频率的变化例。

图4是概略地表示用于在线性调频开始的附近设定掩蔽期间的控制脉冲的制作方法的时间图。

图5是概略地表示用于在线性调频结束的附近设定概略的控制脉冲的制作方法的时间图。

图6是概略地表示用于在线性调频开始以及结束的附近设定掩蔽期间的控制脉冲的制作方法的时间图。

图7a是对于比较例表示与dc偏移的模拟结果有关的时间变化的时间图。

图7b是对于比较例表示dc偏移的频率成分的模拟结果。

图8a是表示与抑制了dc偏移的模拟结果有关的时间变化的时间图。

图8b是抑制了dc偏移的频率成分的模拟结果。

图9是表示第2实施方式中的雷达信号处理器以及控制电路的一部分的电气结构图之2。

图10是表示雷达信号处理器以及控制电路的一部分的电气结构图之3。

图11是表示雷达信号处理器以及控制电路的一部分的电气结构图之4。

图12是表示第3实施方式中的雷达信号处理器以及控制电路的一部分的电气结构图。

图13是表示第4实施方式中的雷达信号处理器以及控制电路的一部分的电气结构图。

图14是概略地表示用于在线性调频结束后在线性调频开始之前设定掩蔽期间的控制脉冲的制作方法的时间图。

图15是概略地表示自身雷达系统的处理的流程图。

图16是概略地表示在线性调频开始以及结束的附近设定了掩蔽期间的情况下的与其他雷达系统的到来波的区别方法的时间图。

图17是对于比较例概略地表示检测来自其他雷达系统的到来波时的dc偏移成分的时间图。

具体实施方式

以下，参照附图对雷达信号处理器以及雷达系统的几个实施方式进行说明。在以下说明的各实施方式中，对于进行相同或类似的动作的结构，赋予相同或类似的标号，并根据需要省略说明。另外，在下述的实施方式中，对于相同或类似的结构，对标号的十位和个位赋予相同的标号来进行说明。以下，说明应用到毫米波雷达系统的形态。

(第1实施方式)

图1至图8b表示第1实施方式的说明图。图1概略地表示整体系统的结构。该毫米波雷达系统1以例如能够向车辆前方发送雷达波的方式被搭载，收发毫米波段(例如80ghz频段：76.5ghz)的雷达波。

毫米波雷达系统1具备单芯片型的收发机搭载ic2、发送天线3、接收天线4、控制器5以及基准振荡电路6。收发机搭载ic2和控制器5既可以单芯片化而构成，也可以以分体地构成。在收发机搭载ic2连接有控制器5、基于水晶振荡器的基准振荡电路6。基准振荡电路6生成某基准频率的参考时钟clk，向收发机搭载ic2的内部的调制解调信号生成部7输出该参考时钟clk。

收发机搭载ic2具备调制解调信号生成部7、发送部8、接收部9以及电路控制寄存器10，收发机搭载ic2由半导体集成电路装置构成。调制解调信号生成部7具备控制电路11以及pll电路12。发送部8具备将本地信号进行n倍频的n倍频器13、将该n倍频器13输出的信号进行移相的移相器14、以及将移相器14的输出放大的放大器15。接收部9具备低噪声放大器16、n倍频器17、作为混合器的频率变换部18、中间频率放大器19以及a/d变换器20。控制器5根据向电路控制寄存器10写入初始频率f0以及结束频率f1等频率指令、以及中间频率放大器19的可变放大部23的放大度等参数的情况，进行收发机搭载ic2的内部指令处理以及电路控制处理。

控制电路11根据被赋予电路控制寄存器10的频率指令，生成例如用于在时间上使频率渐增/渐减的指令信号(初始频率f0→结束频率f1)并向pll电路12输出。这里，例示如下情况：调制解调信号生成部7生成锯齿波，并生成根据该锯齿波进行调制后的雷达波的信号，向目标t输出雷达波，根据上述的锯齿波将从目标t反射的信号进行解调。

此外，控制电路11生成各种控制指令(例如，线性调频控制信号tx＿on，控制脉冲)向中间频率放大器19输出，由此控制电路11对中间频率放大器19的功能进行控制。控制电路11被用作生成表示线性调频解调开始/结束的线性调频控制信号tx＿on的线性调频控制信号生成电路。

在输入基准振荡电路6的参考时钟clk的情况下，调制解调信号生成部7在预先规定的规格频段内通过规定的调制解调方式渐增/渐减地生成，并输出高精度的本地信号local。该本地信号local的频率被调整为fmod/n(n是基于后述的n倍频器13、17的倍频数)，被输出至发送部8以及接收部9。这里，示出调制解调信号生成部7通过规定的调制解调方式渐增/渐减地生成频率fmod/n的本地信号的形态，但如果采用删除了n倍频器13、17的结构，则调制解调信号生成部7也可以生成调制解调频率fmod的本地信号，该信号处理形态不受限制。

n倍频器13将调制解调信号生成部7的输出进行n倍频。将该n倍频后的本地信号称为本地信号lo。因此，n倍频器13的输出本地信号lo的频率成为调制解调频率fmod。移相器14将n倍频器13的输出信号进行移相，放大器15将该移相器14的输出信号进行放大。因而，发送部8的发送信号的频率成为调制解调频率fmod。

该发送部8的发送信号通过发送天线3作为雷达波输出至外部。移相器14是为了使由n倍频器13输出的信号的相位变化而设置的。图1中示意地进行了表示，但发送天线3例如由基于贴片天线的平面型天线等多个天线元件构成。此外，移相器14例如在构成发送天线3的多个天线元件各自上分别各连接一个，与各个天线元件对应地使相位变化。由此，能够通过波束成形技术调整发送方向。另外，移相器14能够使用线路切换型移相器或反射型移相器等。

如图1所示，由发送天线3输出的雷达波被目标t反射，生成反射信号。该反射信号被输入至接收天线4。此外，接收天线4也例如由基于贴片天线的平面型天线等构成，接收雷达波。这些发送天线3以及接收天线4的天线元件虽然没有图示，但以相互相邻的天线元件的间隔为等距离的方式平行地配置。

接收部9通过接收天线4接收信号。低噪声放大器16通过规定的放大度将该接收信号放大，将该放大信号向频率变换部18输出。n倍频器17将pll12的输出信号进行n倍频并向频率变换部18输出。频率变换部18将低噪声放大器16的输出信号与n倍频器17的输出信号进行混合，将该混合后的频率变换后的解调信号向中间频率放大器19输出。频率变换部18将对该低噪声放大器16的输出信号与n倍频器17的输出本地信号进行混合后的差动信号向中间频率放大器19输出。在中间频率放大器19的后级连接有信号监视器se1。信号监视器se1构成为能够检测中间频率放大器19的输出信号中所包含的dc偏移成分。另外，在本实施方式中，示出了信号监视器se1检测中间频率放大器19的输出模拟信号，但也可以被连接为监视a/d变换器20的输出数字信号，只要能够监视中间频率放大器19的输出信号即可。

图2中示出了中间频率放大器19以及控制电路11的一部分11a的结构例。如图2所示，中间频率放大器19被用作具备加法器22a、22b、可变放大部23、以及反馈部24的放大部。

加法器22a、22b将频率变换部18的输出信号与反馈部24的输出信号相加并向可变放大部23输出。可变放大部23将加法器22a、22b的输出的差分以对电路控制寄存器10设定的放大度进行放大，向a/d变换器20输入，并且向反馈部24输入。反馈部24构成为，具备放大器32、电阻33、34、电容器35、36、以及作为旁路开关的开关37、38，对可变放大部23的输出进行检测并将该检测信号中包含的频段的信号反馈到可变放大部23的输入。该反馈部24通常对可变放大部23的输出信号例如进行高通滤波处理，向加法器22a、22b输出。

控制电路11a将计数器25、26、逻辑门27～30以及选择器31以图示形态组合而构成，作为控制脉冲生成电路发挥功能。该控制电路11a输入参考时钟clk，并且输入线性调频控制信号tx＿on，根据这些信号向反馈部24的开关37及38输出接通/断开控制信号。反馈部24构成为，输入该控制信号，从可变放大部23的输出向加法器22a、22b反馈输入。

计数器25在线性调频控制信号tx＿on为“h”的期间，输入参考时钟clk并进行计数，计数器26经由非门(not门)27输入线性调频控制信号tx＿on，在该线性调频控制信号tx＿on为“l”的期间输入参考时钟clk并进行计数。

与门(and门)28将计数器25的输出进行否定输入，并且输入线性调频控制信号tx＿on，将该逻辑与运算结果向选择器31输出。此外，与门(and门)29将计数器26的输出进行否定输入，并且输入线性调频控制信号tx＿on的基于非门(not门)27的否定输出，将该逻辑与运算结果向选择器31输出。此外，或门(or门)30对与门(and门)28及29的输出进行逻辑或运算，向选择器31输出。选择器31基于控制电路11的控制信号，选择与门(and门)28及29以及或门(or门)30中的某一个的输出，作为反馈部24的开关37及38的控制信号来施加。由此，控制电路11a通过对反馈部24的开关37及38进行接通/断开控制，能够对与反馈部24有关的高通滤波器的rc时间常数进行变更控制。

中间频率放大器19将由可变放大部23放大后的信号向如图1所示的a/d变换器20输出。a/d变换器20将该放大后的模拟信号进行数字变换并向控制器5输出。控制器5例如由具有cpu、rom、ram等的微计算机(都没有图示)构成，取得由接收部9变换后的数字数据。控制器5基于从接收部9取得的数字数据执行信号处理，由此计算与目标t有关的信息。该目标t例如是前方行驶车辆等其他车辆或路上的路侧物等。作为与该目标t有关的信息，例如是距离或相对速度、方位等的信息。

对上述结构中的特征性的部分的作用进行说明。图3概略地表示通过控制电路11向pll12输出控制指令而由n倍频器17带来的输出本地信号lo的线性调频频率f的变化。如该图3所示，在期间tramp中以锯齿波状使频率f从初始频率f0线性地增加(渐增)到结束频率f1后，将频率f瞬间变换为初始频率f0并在期间trest中使频率一定，反复进行这些期间tramp和期间trest中的频率f的变更控制内容。

图4示意地表示通过控制电路11向选择器31输出控制信号而由选择器31选择了与门(and门)28的输出的情况下的时间图。计数器25从线性调频控制信号tx＿on变化为“h”的定时t1起开始参考时钟clk的计数。

如果控制电路11通过选择器31对与门(and门)28的输出进行选择控制，则控制电路11a向开关37及38输出控制脉冲“h”，直到计数器25的计数值达到规定的第1阈值的定时t2为止。由此，在期间tramp中从以线性调频频率f开始了解调的定时t1起第1规定期间的期间，产生控制脉冲“h”，从而能够对开关37及38进行接通控制。该第1规定期间被设定为比期间tramp短的期间。

图5示意地表示通过控制电路11向选择器31输出控制信号而由选择器31选择了与门(and门)29的输出的情况下的时间图。计数器26从线性调频控制信号tx＿on从“h”变化为“l”的定时t11起开始参考时钟clk的计数。

如果控制电路11通过选择器31对与门(and门)29的输出进行选择控制，则控制电路11a输出控制脉冲，直到计数器26的计数值达到规定的第2阈值的定时t12为止。由此，在期间tramp的期间中使线性调频频率f从初始频率f0渐增到结束频率f1，在从使线性调频频率f从结束频率f1瞬间回到初始频率f0的定时t11起第2规定期间的期间，产生控制脉冲而对开关37及38进行接通控制。该第2规定期间被设定为比期间tramp短的期间。

图6示意地表示通过控制电路11向选择器31输出控制信号而由选择器31选择了或门(or门)30的输出的情况下的时间图。如果选择器31选择或门(or门)30的输出，则在与门(and门)28及29中的某一个的输出为“h”的期间，输出控制脉冲，直到计数器25或26的计数值达到规定的第1阈值、第2阈值(参照图6的t1～t2、t11～t12)。由此，在从以线性调频频率f开始了解调的定时t1起第1规定期间、以及从以线性调频频率f进行的解调结束的定时t11起第2规定期间这些期间产生控制脉冲，能够对开关37及38进行接通控制。

＜比较例＞

图7a以及图7b表示对不产生控制脉冲而由反馈部24反馈时的dc偏移的发生状态进行了模拟的结果。这里，if频段的频率固定使用3mhz、10mhz。如图7a所示，中间频率放大器19的输出中从频率变换部18的输出频率开始增加的定时起较大地包含有dc偏移过渡响应成分，然后，dc偏移过渡响应成分逐渐变少。例如，参照图7a的10.0～20.0、20.0～30.0等栏。图7b中表示中间频率放大器19的输出频率分布。如该图7b所示，dc偏移过渡响应成分的输出电平r1较大。确认到该现象在没有中间频率放大器19的可变放大部23的增益变换的情况下也同样发生。因此，发明人采用上述中说明的结构，如下述那样进行了模拟。

＜采用本实施方式的控制的情况＞

图8a中表示本实施方式的控制，尤其在从开始线性调频起第1规定期间中对开关37及38进行接通控制的情况下的模拟结果。如该图8a所示，控制电路11a在期间tramp中的线性调频频率f的增加开始期间内产生控制脉冲“h”。于是，图2所示的反馈部24的开关37及38接通，从而电阻33、34短路，rc时间常数大致成为0，因此对应于反馈部24的影响，可变放大部23的输出电压在该期间中降低至大致0。由此，在控制脉冲“h”的产生期间中，能够对应于反馈部24的作用来使dc偏移过渡响应成分降低。因此如图8b中示出频率成分那样，能够使由本地信号的频率变化引起的dc偏移过渡响应成分的输出电平r2变小。

即，通过使线性调频频率f开始渐增，在从以该线性调频频率f开始解调起第1规定期间这一期间，能够使中间频率放大器19的输出降低到0，还能够切断if频段的频率信号。然后，如图8a所示，如果通过将控制脉冲关闭(即“l”)而对开关37、38进行断开控制，则如通常那样能够使if频段的频率向后级传递。这里，表示在第1规定期间中对开关37及38进行接通控制而使输出降低的模拟结果，确认到即使以线性调频频率f开始解调起切换相当于第1规定期间，效果也大，但也可以在从解调结束起第2规定期间中也对开关37及38进行接通控制。

＜本实施方式的概念性的总结＞

如上说明，根据本实施方式，中间频率放大器19在规定期间中，将包含由频率变换部18进行频率变换时发生的dc偏移过渡响应频率在内的频段截止，在规定期间以外的期间，不将频段截止，上述规定期间决定了使用频率变换部18以线性调频频率f开始解调起第1规定期间或/以及从该解调结束起第2规定期间。由此，能够性能良好地降低dc偏移过渡响应成分。

控制电路11生成表示线性调频解调开始/结束的线性调频控制信号tx＿on，但控制电路11a对线性调频控制信号tx＿on的变化进行检测，决定从该检测定时起第1规定期间、第2规定期间来生成控制脉冲，并将包含dc偏移过渡响应成分的频段截止。因此，能够与线性调频控制信号tx＿on同步地规定第1规定期间、第2规定期间。

开关37、38被连接成将反馈部24的高通滤波器的时间常数变换为比该规定期间以外的期间时小，由此，通过对开关37、38进行接通/断开控制，能够仅在必要的期间切换反馈部24的时间常数。

像这样，根据本实施方式，在采用了雷达系统1的直接变换接收机时，能够抑制由本地信号lo的频率变化引起的dc偏移过渡响应成分，在将包含该dc偏移过渡响应频率在内的频段截止时，能够以低截止断开频率实现dc反馈循环，能够使得进行高增益动作。

(第2实施方式)

图9至图11表示第2实施方式的追加说明图。第2实施方式与第1实施方式不同的是反馈部124、224、324的结构。以下，对于与第1实施方式相同的部分，赋予相同的标号并省略说明。此外，对于与第1实施方式中说明的结构相同或类似的结构，对第1实施方式中赋予的标号加上100、200、300来赋予标号，以不同的部分为中心进行说明。

作为使反馈部24的高通滤波器的rc时间常数变化的结构，可以举出图9至图11的反馈部124、224、324的结构。

例如，图9所示的反馈部124以图2所示的反馈部24为基本结构，与电阻33、34分别并联地设置电阻33b、34b。此外，与电阻33b串联地设置开关37，并且与电阻34b串联地设置开关38，能够对并联电阻33//33b的电阻量进行变更控制，并且能够对基于电阻34//34b的并联电阻33//33b的电阻量进行变更控制。控制电路11a通过对开关37、38进行接通/断开控制，从而变更反馈部124的高通滤波器的rc时间常数。由此，能够得到与上述实施方式的结构相同的作用效果。

此外，图10所示的反馈部224以图2所示的反馈部24为基本结构，与电容器35并联地连接电容器35b，并且与该电容器35b串联地连接开关35c，此外与电容器36并联地连接电容器36b，并且与该电容器35b串联地连接开关36c，能够对这些并联电容器35//35b的电容成分进行变更控制，并且能够对并联电容器36//36b的电容成分进行变更控制。控制电路11a通过对开关35c、36c进行接通/断开控制，从而能够变更反馈部224的高通滤波器的rc时间常数。由此，能够得到与上述实施方式的结构相同的作用效果。

此外，如在图11中表示反馈部324的结构那样，也可以将图9和图10所示的时间常数的变更形态一并具有。即，控制电路11a也可以通过对并联电容器35//35b的并联电容成分进行变更控制、并且对并联电容器36//36b的并联电容成分进行变更控制来变更时间常数，并且通过对并联电阻33//33b的电阻成分进行变更控制、并且对并联电阻34//34b的电阻成分进行变更控制来变更时间常数。由此，能够得到与上述实施方式的结构相同的作用效果。

(第3实施方式)

图12表示第3实施方式的追加说明图。第3实施方式与第1实施方式不同的是设置了各种传感器39。以下，对于与第1实施方式相同的部分，赋予相同的标号并省略说明，以下，以不同的部分为中心进行说明。如该图12所示，也可以构成为，设置由温度传感器40及过程监视器41构成的各种传感器39，对计数器25、26的阈值进行调整。

例如，反馈部24的时间常数通常由电阻33、34的电阻成分与电容器35、36的电容成分的积来决定。此外，该时间常数还根据制造收发机搭载ic2时的过程的制造偏差或动作环境温度的变化来变化。因此，可以在收发机搭载ic2的内部设置对基于电阻33、34的电阻成分和电容器35、36的电容成分等的电路特性的偏差进行检测的过程监视器41。作为调整控制电路的控制电路111a可以通过根据该过程监视器41的检测结果来变更计数器25、26的第1阈值、第2阈值，从而对控制脉冲的宽度进行调整，使dc偏移过渡响应成分降低。此外，也可以设置对收发机搭载ic2(例如反馈部24)的动作环境温度进行检测的温度传感器40。控制电路111a可以通过根据该温度传感器40的检测结果来变更计数器25、26的第1阈值、第2阈值，从而对控制脉冲的宽度进行调整，使dc偏移过渡响应成分降低。

即，控制电路111a能够根据温度传感器40或过程监视器41的检测结果来调整第1规定期间的长度，能够匹配于中间频率放大器19内的反馈部24的电阻33、34、电容器35、36的实际的元件值对使dc偏移过渡响应成分降低的期间进行调整控制。

(第4实施方式)

图13以及图14表示第4实施方式的追加说明图。第4实施方式与第1实施方式不同之处在于，在以线性调频频率f进行的解调结束并回到初始频率f0之后，从下一次解调开始之前，开始截止dc偏移过渡响应成分的频段，从而至少将调制开始的定时包含在内截止频段。

图13表示代替图2而示出的结构例。控制电路211a根据线性调频控制信号tx＿on以及参考时钟clk生成控制脉冲，生成反馈部24的开关37、38的控制信号。该控制电路211a具备计数器25、26、42、43、与门(and门)28、29、45、或门(or门)30、非门(not门)27、44、以及选择器31。计数器25、26、与门(and门)28、29、非门(not门)27、以及或门(or门)30的连接关系与上述实施方式相同，因此省略说明。

计数器42经由非门(not门)44输入线性调频控制信号tx＿on，在该线性调频控制信号tx＿on为“l”的期间输入参考时钟clk并进行计数。如果其计数值达到阈值，则计数器42向计数器43输出“h”。此外，计数器43在计数器42的输出为“h”的期间输入参考时钟clk并进行计数。

与门(and门)45将计数器43的输出否定输入，并且输入计数器42的输出，将该逻辑与运算结果输出至选择器31。选择器31基于控制电路11的控制信号，选择与门(and门)28、29、45以及或门(or门)30中的某一个的输出，作为反馈部24的开关37及38的控制信号来施加。由此，控制电路211a通过对反馈部24的开关37及38进行接通/断开控制，从而能够对反馈部24的高通滤波器的rc时间常数进行变更控制。

如图14所示，在选择器31选择与门(and门)45的输出时，计数器42从线性调频控制信号tx＿on变化为“l”的定时t21开始计数，如果计数器42的第3计数值达到规定的第3阈值，则计数器43从该定时t22开始计数。

如果成为计数器43开始计数第4计数值的定时t22，则控制电路211a向选择器31输入与门(and门)45的输出，根据该输入信号将控制脉冲上升为“h”。然后，如果计数器43的第4计数值达到规定的第4阈值，则作为与门(and门)45的否定输入而被输入“h”，在该定时t23将控制脉冲下降为“l”。

此时，计数器42的第3阈值以及计数器43的第4阈值被预先调整为，使得控制脉冲在上次的以线性调频频率f进行的解调结束的定时t21回到初始频率f0之后、至少包括下次的以线性调频频率f开始解调的定时t24而为“h”。因此，能够从线性调频解调结束后的某定时t22到线性调频开始后的定时t23为止，使控制脉冲持续。控制脉冲的上升期间被设定为，包括线性调频频率f从初始频率f0开始变化的定时t24，因此能够抑制在线性调频频率f的变化开始定时发生的dc偏移过渡响应的变动。

另外，通过将第3阈值和第4阈值分别独立地设定，能够将相对于线性调频控制信号tx＿on的上升定时的延迟量和控制脉冲的脉冲宽度分别进行变更。

(第5实施方式)

图15至图17表示第5实施方式的追加说明图。图15通过流程图概略地表示在将自己的雷达系统设为雷达系统a时，检测从其他雷达系统b到来的信号时的动作，图16概略地表示检测到从其他雷达系统b到来的信号的情况下的时间图。

首先，参照图15对处理的流程进行说明。如图15所示，在自身雷达系统a中开始了线性调频控制时，如果在s1中线性调频没有结束，则在s2中进行通常动作，但在判定为线性调频结束了时，控制电路11a在s3中生成并输出dc偏移消除用的控制脉冲。此外，控制电路11a如果检测到dc偏移消除结束时刻，则在s4中使信号监视器se1开始监视。然后，控制器5在判定为检测到目标t时，能够检测出dc偏移成分。控制器5在s5中判定dc偏移成分是否大于预定的阈值。

此时，如果dc偏移大于阈值，则控制器5在s7中判定为检测到了其他雷达系统b。这里控制器5被用作其他雷达系统判定部。如果dc偏移小于阈值，则控制器5在s5中判定为否，在s6中使信号监视器se1持续监视。并且，在s8中再次线性调频开始之前通过信号监视器se1持续监视。并且，如果再次线性调频开始，则s9中结束信号监视器se1的监视。

例如，如果采用图2所示的控制电路11a、并且控制电路11a在线性调频开始时以及结束时使得产生控制脉冲而对开关37及38进行接通控制，则如图16所示，能够除去在线性调频开始时以及线性调频结束时产生的dc偏移成分。

即，在线性调频频率f从初始频率f0逐渐变化到结束频率f1后，过渡性地使线性调频频率回到初始频率f0，此时较大地产生dc偏移成分，但如图16的定时t31～t32所示，通过产生控制脉冲能够使差动输出降低至大致0。例如，在其他雷达系统b的线性调频频率信号来到雷达系统a的接收天线4时，如果该雷达系统b的线性调频频率信号急激变化，则由于该影响而在中间频率放大器19的差动输出中产生dc偏移成分。

因此，如图16的定时t33～t34所示，由雷达系统b的到来波产生的dc偏移成分增加。控制器5在自身雷达系统a结束线性调频的期间trest中，通过信号监视器se1检测该dc偏移成分，以在图15的s5中dc偏移超过阈值为条件，在s7中判定为检测到其他雷达系统b。由此，能够检测其他雷达系统b的存在。

图17表示不产生控制脉冲而不除去dc偏移成分的情况下的比较例。如该图17所示，从雷达系统a的线性调频频率急剧降低为初始频率f0的定时t41开始产生dc偏移成分，其后，即使其他雷达系统b的线性调频频率信号急剧变化，从该定时t43开始同样中间频率放大器19产生dc偏移成分。

即，在任何情况下都产生dc偏移成分，但例如在这些dc偏移成分饱和时，不能掌握是哪个雷达系统a、b的dc偏移成分，不能分离这些dc偏移成分。

相对于此，如果应用本实施方式，则如图16的时间图所示，能够将从线性调频结束的定时t31开始产生的dc偏移成分至少在定时t32之前的期间中除去。

因此，例如即使在定时t33的时刻，雷达系统b的线性调频频率信号的干扰波来到雷达系统a的接收天线4，也从该定时t33的时刻起dc偏移成分上升，在定时t33～t34的检测区间中能够由信号监视器se1检测dc偏移成分。由此，自身雷达系统a的控制器5能够将来自其他雷达系统b的到来信号判定为干扰信号，能够判定是否有其他雷达系统b。

如上说明，根据本实施方式，通过检测在以线性调频频率f进行的解调结束后被输入了与线性调频频率f相同频段的信号的情况下产生的dc偏移成分，能够判定是否有在相同频段下运用的其他雷达系统b。

(其他实施方式)

本公开并不限定于上述的实施方式，能够进行各种变形来实施，在不脱离其主旨的范围内能够应用于各种实施方式。例如能够进行以下所示的变形或扩展。

应用到了毫米波段的雷达系统1，但并不限于毫米波段。在上述实施方式中，举出了应用使频率以锯齿波状渐增的调制解调方式的例子，但并不限于此，例如也可以应用渐减的调制解调方式，还可以应用于使频率例如以线性地渐增之后再线性地渐减的方式变化的fmcw调制解调方式。因此，调制解调方式并不限于上述实施方式中列举的方式。

关于反馈部24、124、224、324，示出了例如具备高通滤波器的结构，但并不限定于此，也可以由带通滤波器构成，电路形态不受限制。此外，以下述例为主进行了说明，该例为，把将包含dc偏移过渡响应频率在内的的频段截止的期间设为从使线性调频频率f开始渐增的定时起规定期间，但也可以锁定为使线性调频频率f从结束频率f1急剧回到初始频率f0的定时起规定期间。

示出了决定了从线性调频控制信号tx＿on的上升定时起第1规定期间、从线性调频控制信号tx＿on的下降定时起第2规定期间的形态，但也可以应用于分别决定从考虑了被目标t反射的延迟时间的定时起第1规定期间、第2规定期间的形态。即，优选的是，决定从使用频率变换部18以线性调频频率f开始解调起第1规定时间、从解调结束起第2规定时间，将包含dc偏移过渡响应频率在内的频段截止。

附图中，1表示作为雷达系统的毫米波雷达系统，8表示发送部，11表示作为线性调频控制信号生成电路的控制电路，11a表示作为控制脉冲生成电路的控制电路，18表示频率变换部，19表示作为放大部的中间频率放大器，23表示可变放大部，24、124、224、324表示反馈部，35c、36c、37、38表示作为旁路开关的开关，40表示温度传感器，41表示过程监视器。

也可以将上述多个实施方式的结构、功能进行组合。也可以将在能够解决课题的基础上省略了上述实施方式的一部分的方式也看作实施方式。此外，在不脱离由权利要求书中记载的语句确定的发明的本质的范围内能够想到的一切方式也可以看作实施方式。

本公开根据上述的实施方式进行了叙述，但可理解为本公开并不限定于该实施方式或构造。本公开还包括多种变形例及等同范围内的变形。除此之外，多种组合和形态、还有包括它们之中的仅一个要素、其以上或其以下的其他组合和形态也落入本公开的范畴和思想范围内。