一种基于柔性基材的高动态GNSS接收机及其导航方法与流程

本发明涉及卫星导航技术，具体涉及一种基于柔性基材的高动态gnss接收机及其导航方法。

背景技术：

高动态接收机已经逐渐发展成为航天器的一个重要平台载荷，它可以为航天器提供全球、全天候、实时、高动态、高精度的导航信息，提高航天器运行的自主性。宇宙环境恶劣并且载体动态性很强，使得gnss接收机在太空中的应用与地面应用不一样，因此需要设计高动态gnss接收机以适应太空应用环境。现有gnss接收机未充分考虑高动态对gnss信号的捕获和跟踪的影响，且存在结构复杂、兼容性差、成本高的问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种基于柔性基材的高动态gnss接收机及其导航方法，为高动态载体提供高精度导航定位以及精确授时。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于柔性基材的高动态gnss接收机，该接收机基于dsp+fpga，包括有源天线、射频前端处理模块、基带信号数字处理模块、定位解算模块，其中：

所述有源天线用于接收gnss电磁波信号转变为电流信号，并进行信号放大、带通滤波，得到卫星信号；

所述射频前端处理模块用于对卫星信号进行放大、变频、滤波和模数转换，得到数字中频信号；

所述基带信号数字处理模块用于对数字中频信号进行捕获、跟踪、位同步和帧同步处理，得到导航电文测量值；

所述定位解算模块用于根据导航电文测量值进行定位解算，最终得到定位观测值。

所述有源天线包括高频低噪放大器和带通滤波器。

所述射频前端处理模块采用型号为max2769的gnss接收机芯片。

所述基带信号数字处理模块采用altera公司的fpga芯片ep4ce115f23c8n。

所述定位解算模块采用ti公司的定点/浮点数字信号处理器tms320c6747，主频300mhz，两级缓冲存储器结构64kb的l1和256kb的l2。

基于商户高动态gnss接收机的导航方法，其特征在于，步骤如下：

步骤1、有源天线接收gnss电磁波信号转变为电流信号，并进行放大、带通滤波，得到卫星信号；

步骤2、射频前端处理模块用于对卫星信号进行放大、变频、滤波和模数转换，得到数字中频信号；

步骤3、基带信号数字处理模块用于对数字中频信号进行捕获、跟踪、位同步和帧同步处理，得到导航电文观测值；

步骤4、定位解算模块用于根据导航电文观测值进行定位解算，最终得到定位观测值。

步骤3的具体步骤为：

(1)捕获处理

捕获是基于硬件相关器完成的，首先将数字中频信号与在一个接收通道的同相支路上的正弦和正交支路上的余弦复制载波进行混频，然后将混频结果与c/a码进行相关，接着将相关结果i和q经过积分时间t的相干积分后生成数据对i和q，最后经过非相干积分后得到非相干积分幅值v；

通过检测非相干积分幅值v的大小能够判断信号是否成功捕获，若非相干积分幅值v小于捕获门限值vt，则信号尚未成功捕获，此时，接收机按照既定的搜索步长调节载波数控振荡器和c/a码数控振荡器，继续在下一个搜索单元进行信号搜索与检测；否则v超过vt，则信号被成功捕获；

(2)跟踪处理

经过捕获后的卫星信号进入跟踪处理环节，通过载波跟踪环和码跟踪环彻底剥离载波和伪码，其中载波跟踪环使用二阶锁频环辅助三阶锁相环的结构完成载波剥离；

二阶锁频环的传递函数为：

式中，k为环路增益，a2为滤波参数，ωn为特征频率；

二阶锁频环使用的鉴频器鉴频公式为：

式中，点乘pdot＝i(n-1)i(n)+q(n-1)q(n)，差乘pcross＝i(n-1)q(n)+q(n-1)i(n)，ωe(n)为鉴频器输出误差，t(n)-t(n-1)为鉴频时间间隔；

三阶锁相环的传递函数为：

式中，k为环路增益，a3、b3为滤波参数，ωn为特征频率；在锁相环中利用i/q解调帮助完成对输入信号的的载波剥离，鉴相等，环路的同相支路和正交支路分别输出ip(n)、qp(n)；

三阶锁相环使用的鉴相器鉴相公式为：

式中，qp(n)，ip(n)分别是正交和同相支路输出的i路、q路经过混频滤波和相干积分后的信号；

码跟踪环对剥离载波后的信号进行伪码剥离；

码跟踪环使用二阶环路数字滤波器，传递函数f(s)为：

式中，k为环路增益，a2为滤波参数，ωn为特征频率；

码跟踪环的系统函数为

码跟踪环中鉴相器采用为非相干超前减滞后幅值法，鉴相器的公式为：

式中，δcp为码相位差异，e、l分别为超前、滞后支路上的相关值幅值；伪码跟踪环路经过非相干积分经过载波跟踪环路和伪码跟踪环路的处理，接收到的卫星信号已经彻底剥离载波和伪码；

(3)位同步处理

对彻底剥离载波和伪码的卫星信号采用直方图法进行位同步处理，具体步骤如下：

在码跟踪环进入载波相位锁定状态后，随机选取载波跟踪环输出的1ms宽数据比特，记对应的毫秒时刻为时刻1，随后每次积分结果的毫秒时刻为2,3，……，直到20，后续的积分结果对应的毫秒时刻从1开始循环到20为止，以此类推，然后分配20个计数器，每个毫秒时刻对应一个计数器，在后续的每个毫秒时刻，i路和q路积分过程完成之后比较本次积分结果和上次积分结果的符号是否发生了变化，若发生了变化则表明这可能是一个数据比特跳变沿，于是把本时刻对应的计数器加1，在累积了一定时间的门限tm之后比较20个计数器的值，超过预定门限的计数器值对应的毫秒位置表明了数据比特跳变的时刻，找到该毫秒的位置即位同步成功实现；

(4)帧同步处理

位同步之后得到20ms宽的数据比特流，将这些数据比特每30个比特分成一组的字，并且判断这些数据比特是否存在180度的反相，来确定卫星信号中的子帧边缘，完成帧同步，具体步骤如下：

1)导航电文中的每一个子帧的第一个字为遥测字，而遥测字的首八个比特值是固定的同步码，将导航比特与同步码做相关运算，当相关结果为8或-8时，认为找到帧同步码的起始位置，进入2)；

2)按1)中得到的起始位置将导航比特流进行划分，每30比特组成一个字，并对每个字进行奇偶校验，若正确，则进入3)，否则返回1)；

3)提取导航数据中的周内时、子帧识别标志和交接字，判断周内时计数值所对应的gps时间是否在0-604799s这一范围内；子帧识别标志是否在1-5之间的数值，交接字是否满足奇偶检验，三项均在正确范围内则进入4)，否则返回1)；

4)收集完下一子帧的交接字之后，检查这一子帧交接字中的前17个比特所代表的周内时计数值是否比上一子帧中的相应值大1，若满足则完成帧同步，完成上述步骤即完成对卫星信号的帧同步处理，得到导航电文测量值。

步骤4的具体步骤为：

(1)伪距观测量

接收机将伪距测量转换为时间的测量，根据卫星发射信号的时间戳得到tsv，结合本地时间tr，得到伪距观测量为：

ρg＝c(tr-tsv)

tsv≈6(z-1)+nbit×0.02+nc×0.001+0.9775φc×10^-6

式中ρg为伪距观测量，c为光速，z为z计数，nbit为子帧比特，nc为伪码周期，φc为码片个数，本地时间tr直接由接收机本地时钟提供；

(2)卫星位置解算

卫星是在既定轨道上绕着地球运动的，它的位置是时间t的函数，由星历中包含的卫星开普勒轨道参数，计算卫星轨道的极坐标为：

式中，(r，v)为卫星所在位置的极坐标，as为卫星轨道的长半径，es为卫星轨道偏心率，e为卫星轨道偏近点角，利用上述公式得到卫星的位置r和速度v；

(3)接收机位置解算

设根据卫星所在位置的极坐标得到的卫星i坐标为(xi,yi,zi)，接收机到该卫星的伪距为ρi，接收机的坐标(xu,yu,zu)，卫星时钟与接收机本地时钟钟差为δtu，则有伪距ρi的公式：

若接收机能获取4颗以上的卫星的导航电文，则能列出四个上述方程得到方程组，从而解算出接收机的位置(xu,yu,zu)。

接收机位置解算的方程组是非线性的，采用牛顿迭代及线性化方法对方程组进行求解，具体步骤如下：

1)设置方程初始解，迭代前给方程组的4个未知数设定一个初始值，初始值的设置分为两种情况：若是首次定位，则全部设为0；若已经成功定位，则将上一次的结果设置为本次迭代的初始值；

2)线性化方程组，对伪距ρi的公式进行泰勒展开，得：

式中，δx、δy、δz、δδtu为最小二乘法的解；

将上式写成矩阵形式得：

其中：

其中，δtu,k-1表示第k-1次迭代求出的钟差，ri(k-1)表示第k-1次迭代求出的接收机与对应卫星的距离，k＝1表示步骤1中设置的初始值；

3)利用最小二乘法公式求解方程组：

4)更新非线性方程组的根：

5)判断牛顿迭代收敛性：当矢量长度值小于门限的时候，说明方程组的解已经收敛，则停止迭代，否则重返步骤2)；最后一次迭代根即为接收机的位置坐标和时钟钟差。

本发明与现有技术相比，其显著优点是：1)为通用型gnss接收机，可以兼容gps信号与北斗信号，兼容性好；2)采用dsp+fpga结构设计，运算速度快，成本较低，并且能很方便的对算法进行改进和更新，适合工程上使用；3)采用软硬结合的方式，设计的接收机体积小，具有一定的可折叠性。

附图说明

图1是本发明高动态gnss接收机及其导航方法的信号处理流程图。

图2是本发明高动态gnss接收机的系统硬件结构图。

图3是本发明高动态gnss接收机max2769配置模块结构框图。

图4是本发明高动态gnss接收机的射频前端处理模块的结构图。

图5是本发明高动态gnss接收机及其导航方法的捕获电路框图。

图6是本发明高动态gnss接收机及其导航方法的跟踪环路框图。

图7是本发明高动态gnss接收机及其导航方法的二阶环路数字滤波器方框图。

图8是本发明高动态gnss接收机及其导航方法的由二阶锁频环辅助的三阶锁相环的滤波器方框图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

结合图1～4，本发明高动态gnss接收机，该接收机基于dsp+fpga，包括有源天线、射频前端处理模块、基带信号数字处理模块、定位解算模块，其中：

有源天线，将接收到的gnss电磁波信号转变为电流信号，经高频低噪放大器对信号进行放大，补偿传输中信号的衰减，提高信号信噪比，经带通滤波器后进入射频前端处理模块；射频前端处理模块，对卫星信号进行放大、变频、滤波和模数转换，最终得到数字中频信号；基带信号数字处理模块，对数字中频信号进行捕获、跟踪、位同步和帧同步处理，得到导航电文测量值；定位解算模块，利用导航电文测量值进行定位解算，最终得到用户的卫星信息，获取定位观测值。

所述射频前端处理模块采用型号为max2769的gnss接收机芯片。所述基带信号数字处理模块采用altera公司的fpga芯片ep4ce115f23c8n。定位解算模块采用ti公司的定点/浮点数字信号处理器tms320c6747，主频300mhz，两级缓冲存储器结构64kb的l1和256kb的l2。如图2所示，具体硬件说明如下：

1、射频前端处理模块选用max2769，该芯片提供2种配置方式，一种是通过3线spi接口，为8至10号引脚，通过cs、sclk、sdata按照一定的时序对片内寄存器进行配置，这种方式需要外部主机编程来实现，但是灵活性很好。另外一种方式是将8至10引脚作为配置选择引脚，通过对各引脚进行拉高和拉低，来选择8种既定的典型配置，此方式实现方便，但是灵活性较差。8至10引脚是作为spi串口输入还是作为配置选择引脚是由26脚pgm接不同电平来决定的。本发明采用第一种方案，用fpga来设计一个spi接口，并通过此接口向max2769写入控制字来实现max2769的配置。

2、基带信号数字处理模块采用altera公司的fpga芯片ep4ce115f23c8n，通过spi总线接收max2769产生的数字中频信号，并提供给通道相关器处理，累加器锁存i/q信号后触发累加中断；tic锁存器锁存相关量并触发tic中断，同时输出pps秒脉冲。

fpga在导航系统中主要用于gnss信号处理与控制。其中用于信号处理的相关器是参照gp2021设计的。fpga中目前实现了32个通道，通道中的gps相关器的资源占用为750le/通道，在不倍频纯使用le来实现相关器的同类代码中，已经非常优化。实现功能：本地c/a码的产生；本地载波的产生；中频输入信号与本地c/a码及本地载波的相关。

3、定位解算模块采用ti公司的定点/浮点数字信号处理器tms320c6747，主频300mhz，两级缓冲存储器结构64kb的l1和256kb的l2。实现功能：捕获控制和捕获判决；跟踪中的鉴相器和滤波；位同步；帧同步；定位解算。

4、uart接口电路。本发明中dsp对外有三个串口，由于工作电压的不同，需要配置电压转换芯片才能与标准串行接口设备连接。max232芯片和max3488esa芯片是美信(maxim)公司专为rs-232和rs-422标准串口设计的单电源电平转换芯片，使用+5v单电源供电；其低功耗关断模式可以将功耗减小到5uw以内，器件特别适合电池供电系统。

5、电源电路。本发明的电压设计采用5v电压输入。经线性稳压源ams1117-3.3芯片稳压后，提供系统所需的3.3v电源。经线性稳压源ams1117-2.5芯片稳压后，提供系统所需的2.5v电源。经线性稳压源mp2104-adj芯片稳压后，提供1.2电源，供dsp和fpga使用。

结合图1～4，本发明高动态gnss接收机的导航方法，包括以下步骤：

步骤1，有源天线，将接收到的gnss电磁波信号转变为电流信号，经高频低噪放对信号进行放大，补偿传输中信号的衰减，提高信号信噪比，经带通滤波器进入射频前端；

步骤2，射频前端处理模块对卫星信号进行放大、变频、滤波和模数转换，最终得到数字中频信号；结构如图4所示，具体如下：

射频前端处理模块接收可见卫星的信号，将该信号经过放大后，再与射频模块中的振荡器产生的正弦波本振信号进行混频而下变频成中频信号，对该中频信号进行滤波放大，最后由ad芯片采样，将中频信号离散化成数字中频信号。

步骤3，基带信号数字处理模块对数字中频信号进行捕获、跟踪、位同步和帧同步处理，得到导航电文测量值；捕获、跟踪、位同步和帧同步这4个过程，具体如下：

(3.1)基带信号数字处理模块对数字中频信号进行捕获

该接收机的捕获是基于硬件相关器完成的。信号捕获的整体步骤为：

捕获是基于硬件相关器完成的，首先将数字中频信号与在一个接收通道的同相支路上的正弦和正交支路上的余弦复制载波进行混频，然后将混频结果与c/a码进行相关，接着将相关结果i和q经过积分时间t的相干积分后生成数据对i和q，最后经过非相干积分后得到非相干积分幅值v；

通过检测非相干积分幅值v的大小能够判断信号是否成功捕获，若非相干积分幅值v小于捕获门限值vt，则信号尚未成功捕获，此时，接收机按照既定的搜索步长调节载波数控振荡器和c/a码数控振荡器，继续在下一个搜索单元进行信号搜索与检测；否则v超过vt，则信号被成功捕获。

(3.2)跟踪处理

跟踪处理采用的跟踪环由跟踪载波的载波跟踪环和跟踪伪码的码跟踪环组成。整个跟踪环路的结构框图如图6所示。

(3.2.1)载波跟踪环

载波跟踪环由锁频环和锁相环两种环路构成，载波跟踪环路是对相关结果进行鉴相、鉴频和滤波，并将滤波结果反馈给载波nco，以此来最终锁定载波的频率和相位。

(a)锁相环：本发明采用的载波跟踪环路锁相环的鉴相器又称为科斯塔斯(costas)环，需要相位差信息为：

式中，qp(n)，ip(n)分别是即时码支路输出的i路、q路经过混频滤波和相干积分后的信号。

(b)锁频环：由于捕获时频率搜索步进为400hz，得到的载波频率估计值与实际值相差较大，而锁相环虽然精度高但是牵引速度慢，因此需要锁频环路来快速的跟踪信号。锁频环主要是对信号的频率进行锁定，并且其动态范围比所锁相环更宽，能够快速锁定输入信号。

锁频环路的鉴频除了用到了p路当前时刻的相关结果，还用到了上一次p路的相关结果，若设ad(n)r(τ)sinc(fetcoh)为a(n)，则：

其中φe(n)是第n个历元的本地载波与输入信号的相位差，定义点乘pdot和叉乘pcross分别为：

因此，本发明采用的载波跟踪环路锁频环的鉴频器的鉴频公式为：

式中，ωe(n)为鉴频器输出误差，t为采样时间。

本发明使用锁频环辅助锁相环的载波跟踪环路结构。在捕获刚成功并切换到跟踪状态的时候，由于捕获得到的粗略值精度不够，锁频环在载波跟踪环中起主导作用，它将快速的牵入信号，当本地载波的频率与gnss信号的频率较为接近后，锁相环在载波跟踪环中起主导作用，使本地信号更加精确的与输入信号同步。载波跟踪环使用二阶锁频环辅助三阶锁相环的滤波器，如图8所示。

其中二阶锁频环的传递函数为：

式中，k为环路增益，a2为滤波参数，ωn为特征频率。

三阶锁相环的传递函数为：

式中，k为环路增益，a3、b3为滤波参数，ωn为特征频率。

其中各个参数的值为a3＝1.1，b3＝2.4，滤波器中的ωn是由其对应滤波器的噪声带宽决定的，其中bl＝0.7845ωn。本发明中载波环路滤波器噪声带宽为18hz。

(3.2.2)码跟踪环

gnss接收机基带信号处理模块中的码跟踪环是一种延时锁定环。伪码发生器通过延时电路，复制出三个伪码序列，其中超前码(e码)和滞后码(l码)分别是即时码(p码)超前和滞后半个码片得到的扩频码，将其与中频信号相关以后，码环通过对e和l两路的相关结果进行鉴相和滤波，并将滤波结果反馈到伪码发生器的nco(numericalcontrolledoscillator，数控振荡器)中。以此来实现本地伪码与接收信号中的伪码的完全对齐。

玛跟踪环路采用延迟锁定环鉴别器进行检相，超前、及时、滞后支路上的相关值幅值分别为：

式中，e、p、l分别为超前、即时、滞后支路上的相关值幅值，ie、ip、il分别为超前、即时、滞后支路上的i路信号，qe、qp、ql分别为超前、即时、滞后支路上的q路信号。

伪码自相关函数主峰是一个对称的三角形，如果即时码与接收信号伪码相位上保持一致，e和l相等；如果即时码与接收信号伪码相位不一致，则e和l不等，根据两者之间的差异可以反映出即时码和接收信号扩频码的相位差值。本发明采用的鉴相器为非相干超前减滞后幅值法：

式中，δcp为码相位差异，e、l分别为超前、滞后支路上的相关值幅值。

然后将鉴相结果进行滤波，码跟踪环使用2阶环路数字滤波器，如图7所示，其传递函数为：

式中，k为环路增益，a2为滤波参数，ωn为特征频率。

则码跟踪环的系统函数为

其中各个参数的值为a2＝1.414，滤波器中的ωn是由其对应滤波器的噪声带宽决定的，其中bl＝0.53ωn。本发明中码环滤波器噪声带宽为1hz。

(3.3)位同步处理

本发明采用的位同步算法为直方图法，具体实现步骤如下：跟踪环在进入载波相位锁定状态后，随机选取某次积分结果的毫秒时刻为时刻1，随后每次积分结果的毫秒时刻为2,3，……，直到20，后续的积分结果对应的毫秒时刻从1开始循环到20为止，以此类推，然后分配20个计数器，每个毫秒时刻对应一个计数器，在后续的每个毫秒时刻，i路和q路积分过程完成之后比较本次积分结果和上次积分结果的符号是否发生了变化，若发生了变化则表明这可能是一个数据比特跳变沿，于是把本时刻对应的计数器加1，在累积了一定时间的门限tm之后比较20个计数器的值，超过预定门限的计数器值对应的毫秒位置表明了数据比特跳变的时刻。

(3.4)帧同步处理

帧同步的目的有两点，第一是找到每个子帧的起始位置，以正确划分导航电文中的30比特长度的字；第二是确定是否存在由于180度相位模糊导致的导航比特反相。

本发明中使用的帧同步算法如下：

1)将导航比特与子帧的同步码做相关运算，当相关结果为8或-8时，认为找到帧同步码的起始位置，进入2)；

2)按1)中得到的起始位置将导航比特流进行划分，每30比特组成一个字，并对每个字进行奇偶校验，若正确，则进入3)，否则返回1)；

3)提取导航数据中的周内时、子帧号与上一次操作在该步骤中获得的对应值比较，正确则进入4)，否则返回1)；

4)对1)中找到的起始位置的后一个子帧的前8个比特进行判断，如果依然为子帧同步头则重复2)～4)，否则重返回1)。

步骤4)，定位解算模块利用导航测量值和导航电文进行定位解算，最终得到用户的卫星信息，获取定位观测值，具体为：

(4.1)伪距的观测量

伪距测量转换为时间的测量，接收机中根据卫星发射信号的时间戳得到tsv，结合本地时间tr，得到伪距观测量为：

ρg＝c(tr-tsv)

tsv≈6(z-1)+nbit×0.02+nc×0.001+0.9775φc×10^-6

ρg为伪距观测量，c为光速，z为z计数，nbit为子帧比特，nc为伪码周期，φc为码片个数，本地时间tr直接由接收机本地时钟提供。

(4.2)卫星位置解算

卫星是在既定轨道上绕着地球运动的，它的位置是时间t的函数，由星历中包含的卫星开普勒轨道参数，计算出卫星轨道的极坐标方程：

式中，(r，v)为卫星所在位置的极坐标，as为卫星轨道的长半径，es为卫星轨道偏心率，e为卫星轨道偏近点角；

(4.3)接收机位置解算

若设卫星i的坐标为(xi,yi,zi)，接收机到该卫星的伪距为ρi，接收机的坐标(xu,yu,zu)，卫星时钟与接收机本地时钟钟差为δtu，则有伪距ρi的公式：

其中，卫星的位置(xi,yi,zi)和卫星与接收机的伪距为ρi都是已知量，可以通过导航电文中的信息求得。接收机的坐标(xu,yu,zu)和钟差δtu为未知量，若接收机能获取4颗以上的卫星的导航电文，就可以列出四个上述方程，从而解算出接收机的位置。由于方程组是非线性的，本发明采用牛顿迭代及其线性化方法对方程组进行求解，其具体步骤如下：

1)设置方程初始解，迭代前给方程组的4个未知数设定一个初始值，初始值的设置分为两种情况：若是首次定位，则全部设为0；若已经成功定位，则将上一次的结果设置为本次迭代的初始值；

2)线性化方程组，对伪距ρi的公式进行泰勒展开，得：

式中，δx、δy、δz、δδtu为最小二乘法的解；

其中：

将上式写成矩阵形式可得：

其中：

式中，δtu,k-1表示第k-1次迭代求出的钟差，ri(k-1)表示第k-1次迭代求出的接收机与对应卫星的距离，k＝1表示步骤1中设置的初始值；

3)利用最小二乘法公式求解方程组：

4)更新非线性方程组的根：

5)判断牛顿迭代收敛性：每次迭代，3)中的结果会逐渐减小，当矢量长度值小于门限的时候，说明方程组的解已经收敛，则停止迭代，否则重返2)；本发明判断方式为检查此次计算得到的位移向量δx的长度||δx||是否小于预先设定的门限值0.001；最后一次迭代4)的值即为接收机的位置坐标和时钟钟差。一般情况下3至5次迭代即可收敛。

需要说明的是，在定位计算前，普通接收机需要设置卫星仰角滤角，仰角滤角是一个门限值，任何低于这个滤角值的卫星都将被“过滤”掉而不用于定位计算中。一般来说低仰角卫星信号的大气延时校正误差可能很大，并且它的多路径效应又可能很严重，因而通常认为低仰角卫星对改善定位精度的益处抵不上它所带来的较大测量误差和定位误差的坏处。然而对于gnss接收机来说，低仰角的卫星信号仍能参与计算，且接收机捕获到的卫星仰角可以低于水平线。综合考虑对流层和电离层的高度，本发明gnss接收机捕获处理中的仰角滤角设置为-25°。

综上，本发明采用dsp+fpga的微型架构，硬件设计上采用柔性基材，利用其可折叠性适应不同的应用环境，成本低，体积小，重量轻，具有很强的灵活性，能够加载不同的算法，且fpga的并行处理结构能够保证gnss接收机的实时性。在整个数字基带信号处理过程中，运算量最大的是捕获跟踪时的相关操作，用dsp执行会占用很长的时间，而fpga使用查表的方法来实现只会占用很少的资源，这样就可以在fpga中使用多个相关通道从而加速捕获过程。