连续波雷达的中频模拟电路、连续波雷达和可移动平台的制作方法

本发明总地涉及连续波雷达技术领域，更具体地涉及一种连续波雷达的中频模拟电路、连续波雷达和可移动平台。

背景技术：

雷达接收机是雷达系统的重要组成部分，它的主要任务是将从天线接收到的各种外来干扰、杂波，以及接收机内部噪声通过滤波、放大、变频等方式得到有用的回波信号给信号处理系统提取目标信息。对于连续波雷达系统(fmcw雷达)，由于其持续发射和接收，所以发射能量会通过天线、天线罩结构、本振等通道泄露到接收回路中，经过下变频成为中频泄露信号。中频泄露信号频谱从零频到10倍的三角波调整频率都有分布(如图1所示)。同时根据雷达方程，目标回波能量与距离四次方成正比。所以对于远距离的目标，其回波能量低于低频泄露能量，会降低信号的信噪比，影响模数转换器(adc)后端处理。同时为了防止高频信号经过欠采样产生的频率混叠，降低系统带宽从而提系统高信噪比，所以在adc采样前加一级低通滤波器。所以常见fmcw雷达的接收链路如图2所示，都同时包含前置放大、高通滤波、低通滤波等单元。

目前fmcw雷达会运用多入多出技术(mimo)来获得空间增益和方向分辨能力，故采用多路接收通道。另外射频接收前端多采用差分输出的方式，而adc采样也采用差分输入来提高共模抑制比，所以按照常规中频模拟链路的方式，每一路需要5个运算放大器(简称运放)。对于一个例如8通道接收的雷达系统，则中频需要40个高速运放，这在成本、面积和热耗上是不可接受的。同时链路上多个运放会带来更多的噪声，各通道幅度相位的不一致，导致系统探测距离和角度测量精度的下降。

为了解决上述技术问题，本发明提出了一种连续波雷达的中频模拟电路。

技术实现要素：

为了解决上述问题中的至少一个而提出了本发明。具体地，本发明一方面提供一种连续波雷达的中频模拟电路，包括用于对混频后的中频信号进行滤波处理的有源滤波器；

所述有源滤波器包括：全差分运算放大器和耦合在所述全差分运算放大器的输入端和输出端之间的高通滤波电路，其中，

所述全差分运算放大器与所述高通滤波电路耦合作用，用于实现对输入信号的高通滤波以及低通滤波；

当增加所述全差分运算放大器的放大增益时，所述全差分运算放大器的运放带宽随之减小，以降低高频增益，进而实现低通滤波的功能。

在一个示例中，所述中频模拟电路包括混频电路，用于将接收的反射信号混频后得到中频信号。

在一个示例中，所述混频电路为下变频混频器。

在一个示例中，所述高通滤波电路包括无限增益多路反馈滤波电路。

在一个示例中，所述无限增益多路反馈滤波电路包括无限增益二阶反馈滤波电路。

在一个示例中，所述全差分运算放大器的带宽高于10倍的所述有源滤波器的系统设计带宽。

在一个示例中，所述有源滤波器的系统放大增益取决于所述全差分运算放大器内部的寄生参数。

在一个示例中，所述输入信号包括差分中频信号，所述有源滤波器还用于接收所述差分中频信号；以及

所述有源滤波器还用于对接收的所述差分中频信号进行高通滤波和低通滤波后以差分中频信号输出。

在一个示例中，所述全差分运算放大器包括正向输入端和反向输入端，以及正向输出端和反向输出端，所述无限增益二阶反馈滤波电路包括第一无限增益二阶反馈滤波电路和第二无限增益二阶反馈滤波电路，所述第一无限增益二阶反馈滤波电路耦合在所述正向输出端和所述反向输入端之间，所述第二无限增益二阶反馈滤波电路耦合在所述反向输出端和所述正向输入端之间。

在一个示例中，所述第一无限增益二阶反馈滤波电路和所述第二无限增益二阶反馈滤波电路对称设置。

在一个示例中，所述第一无限增益二阶反馈滤波电路包括第一电容、第二电容、第三电容、第一电阻和第二电阻，其中，所述第一电容的第一端电连接所述输入信号，所述第一电容的第二端、所述第三电容的第一端和所述第一电阻的第一端均电连接所述第二电容的第一端，所述第二电容的第二端和所述第二电阻的第一端均电连接所述全差分运算放大器的所述反向输入端，所述第三电容的第二端和所述第二电阻的第二端均电连接所述全差分运算放大器的正向输出端。

在一个示例中，所述第二无限增益二阶反馈滤波电路包括第四电容、第五电容、第六电容、第三电阻和所述第一电阻，其中，所述第四电容的第一端电连接所述输入信号，所述第四电容的第二端、所述第五电容的第一端和所述第一电阻的第二端均电连接所述第六电容的第一端，所述第五电容的第二端和所述第三电阻的第一端均电连接所述全差分运算放大器的所述正向输入端，所述第六电容的第二端和所述第三电阻的第二端均电连接所述全差分运算放大器的反向输出端。

在一个示例中，所述第四电容与所述第一电容为相同的电容，所述第二电容和所述第五电容为相同的电容，所述第三电容和所述第六电容为相同的电容，所述第二电阻和所述第三电阻为相同的电阻。

在一个示例中，所述有源滤波器的系统放大增益与所述第三电容的电容值呈反比，与所述第一电容的电容值呈正比。

在一个示例中，所述高通滤波器的截止频率是基于所述第一电阻的阻值、所述第二电阻的阻值、所述第二电容的电容值和所述第三电容的电容值而获得的。

本发明再一方面提供一种连续波雷达，其包括前述的中频模拟电路。

在一个示例中，所述连续波雷达还包括：

天线装置，用于发射连续波信号以及接收反射信号；

其中，所述中频模拟电路与所述天线装置电连接。

在一个示例中，所述连续波雷达还包括：

模数转换电路，其与所述中频模拟电路的有源滤波器的输出端电连接，用于接收所述有源滤波器输出的差分中频信号并转换为数字信号。

本发明又一方面提供一种可移动平台，所述可移动平台包括：

前述的连续波雷达；以及

平台本体，所述连续波雷达安装在所述平台本体上。

在一个示例中，所述可移动平台包括无人机、机器人、车辆或船。

本发明实施例的中频模拟电路，其包括用于对混频后的中频信号进行滤波处理的有源滤波器；所述有源滤波器包括：全差分运算放大器和耦合在所述全差分运算放大器的输入端和输出端之间的高通滤波电路，其中，所述全差分运算放大器与所述高通滤波电路耦合作用，用于实现对输入信号的高通滤波以及低通滤波；当增加所述全差分运算放大器的放大增益时，所述全差分运算放大器的运放带宽随之减小，以降低高频增益，进而实现低通滤波的功能，因此，利用全差分运算放大器自身的低通滤波特性，实现放大和低通抗混叠滤波的功能，使得一个差分运放就可以实现对混频后的中频信号的滤波处理功能，从而极大的简化了电路，节约了成本，降低了功耗还能提高连续波雷达系统的信噪比。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1示出了一种常规的连续波雷达前端输出信号谱的示意图，其中，图中1至4谐波均为中频泄露；

图2示出了一种常规的fmcw雷达的接收链路示意图；

图3示出了一种常规的中频链路示意图；

图4示出了一种常规的无源高通滤波器拓扑结构的示意图；

图5示出了一种常规的有源单端高通滤波器拓扑结构的示意图；

图6示出了本发明一个实施例中的mfb全差分高通滤波器拓扑结构的示意图；

图7示出了本发明一个实施例中的增益为0的全差分高通滤波器幅频特性曲线和幅度相位曲线的示意图；

图8示出了本发明一个实施例中的通过调整增益得到的带通滤波器幅频特性曲线的示意图；

图9示出了本发明一个实施例中的连续波雷达的示意性框图。

具体实施方式

为了使得本发明的目的、技术方案和优点更为明显，下面将参照附图详细描述根据本发明的示例实施例。显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是本发明的全部实施例，应理解，本发明不受这里描述的示例实施例的限制。基于本发明中描述的本发明实施例，本领域技术人员在没有付出创造性劳动的情况下所得到的所有其它实施例都应落入本发明的保护范围之内。

在下文的描述中，给出了大量具体的细节以便提供对本发明更为彻底的理解。然而，对于本领域技术人员而言显而易见的是，本发明可以无需一个或多个这些细节而得以实施。在其他的例子中，为了避免与本发明发生混淆，对于本领域公知的一些技术特征未进行描述。

应当理解的是，本发明能够以不同形式实施，而不应当解释为局限于这里提出的实施例。相反地，提供这些实施例将使公开彻底和完全，并且将本发明的范围完全地传递给本领域技术人员。

在此使用的术语的目的仅在于描述具体实施例并且不作为本发明的限制。在此使用时，单数形式的“一”、“一个”和“所述/该”也意图包括复数形式，除非上下文清楚指出另外的方式。还应明白术语“组成”和/或“包括”，当在该说明书中使用时，确定所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除一个或更多其它的特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或组的存在或添加。在此使用时，术语“和/或”包括相关所列项目的任何及所有组合。

为了彻底理解本发明，将在下列的描述中提出详细的结构，以便阐释本发明提出的技术方案。本发明的可选实施例详细描述如下，然而除了这些详细描述外，本发明还可以具有其他实施方式。

目前雷达中频滤波器通常采用以下几种方法：

1、采用无源滤波器，利用rc滤波特性，采用多级串联来达到较陡的滤波滚绛系数，其高通滤波器拓扑结构如图4所示。该方法对滤波器的输入输出阻抗有严格的要求，一般射频前端的输出阻抗较大，而adc作为滤波器的后端，其输入阻抗又较小。所以需要在滤波器的前后都要加入运放作为阻抗变换。另外无源滤波器对rc值很敏感，而电容精度都为20％误差，且容值随温度变化，所以无源滤波器一致性较差，对于高性能雷达一般不予采用。

2、采用如图5所示的有源滤单端波器，利用单端运放及其外部反馈，实现滤波。其特点是利用运放做阻抗变换，消除了输入阻抗和输出负载对滤波器频率响应特性的干扰，同时也能在通带获得大于0的增益，实现信号的放大功能。有源单端滤波器有sallen-key和mfb两种反馈形式，由于sallen-key对rc值得变化相对不敏感，工程上多采用二阶sallen-key的形式。

然而，目前采用mimo技术的fmcw毫米波雷达的中频滤波链路存在着以下不足：

1、若使用无源滤波器,存在射频前端的输出阻抗较大，而adc作为滤波器的后端，其输入阻抗又较小，导致实际滤波器频率响应偏离设计值。另外无源滤波器对rc值很敏感，而电容精度都为20％误差，且容值随温度变化，所以无源滤波器一致性较差，且通带增益为负，需要额外增加运放进行放大。

2、若使用单端源滤波器，虽然避免了无源滤波器阻抗不匹配和对容值敏感的问题，但每一路需要5个运放，分别完成如图3所示的5个功能，包括：差分转单端、增益放大、高通滤波、低通滤波、单端转差分的功能。对于一个8通道接收的雷达系统，则中频需要40个高速运放，这是在成本、面积和热耗上不可接受的。同时链路上多个运放会带来更多的噪声，各通道幅度相位的不一致，导致系统探测距离和角度测量精度的下降。

鉴于上述问题的存在，本发明实施例提供一种连续波雷达的中频模拟电路，包括用于对混频后的中频信号进行滤波处理的有源滤波器；所述有源滤波器包括：全差分运算放大器和耦合在所述全差分运算放大器的输入端和输出端之间的高通滤波电路，其中，所述全差分运算放大器与所述高通滤波电路耦合作用，用于实现对输入信号的高通滤波以及低通滤波；当增加所述全差分运算放大器的放大增益时，所述全差分运算放大器的运放带宽随之减小，以降低高频增益，进而实现低通滤波的功能。本发明实施例的中频模拟电路，其包括用于对混频后的中频信号进行滤波处理的有源滤波器；所述有源滤波器包括：全差分运算放大器和耦合在所述全差分运算放大器的输入端和输出端之间的高通滤波电路，其中，所述全差分运算放大器与所述高通滤波电路耦合作用，用于实现对输入信号的高通滤波以及低通滤波；当增加所述全差分运算放大器的放大增益时，所述全差分运算放大器的运放带宽随之减小，以降低高频增益，进而实现低通滤波的功能，因此，利用全差分运算放大器自身的低通滤波特性，实现放大和低通抗混叠滤波的功能，使得一个差分运放就可以实现对混频后的中频信号的滤波处理功能，从而极大的简化了电路，节约了成本，降低了功耗还能提高连续波雷达系统的信噪比，提高连续波雷达系统的探测距离和角度测量精度。

下面结合附图，对本申请的一种连续波雷达的中频模拟电路、包括该中频模拟电路的连续波雷达以及可移动平台进行详细说明。在不冲突的情况下，下述的实施例及实施方式中的特征可以相互组合。

在本发明一个示例中，连续波雷达的中频模拟电路包括用于对混频后的中频信号进行滤波处理的有源滤波器。所述有源滤波器包括：全差分运算放大器和耦合在所述全差分运算放大器的输入端和输出端之间的高通滤波电路，其中，所述全差分运算放大器与所述高通滤波电路耦合作用，用于实现对输入信号的高通滤波以及低通滤波。

在一个示例中，所述中频模拟电路还包括混频电路，用于将接收的反射信号混频后得到中频信号，该中频信号作为所述有源滤波器的输入信号，例如，该混频电路可以完成反射信号与本振信号的差频，从而输出中频信号。可选地，混频后的中频信号可以为差分中频信号。

上述混频电路可以是任意适合的能够对反射信号进行混频而输出中频信号的电路结构，例如，所述混频电路为下变频混频器，下变频混频器将接收到的反射信号经过混频下变频到某个几十k到几百兆的某个中频段，从而获得中频信号。

在一个示例中，所述高通滤波电路包括无限增益多路反馈(mfb)滤波电路，例如，所述无限增益多路反馈滤波电路包括无限增益二阶反馈滤波电路。

在一个示例中，所述全差分运算放大器包括正向输入端和反向输入端，以及正向输出端和反向输出端，所述无限增益二阶反馈滤波电路包括第一无限增益二阶反馈滤波电路和第二无限增益二阶反馈滤波电路，所述第一无限增益二阶反馈滤波电路耦合在所述正向输出端和所述反向输入端之间，所述第二无限增益二阶反馈滤波电路耦合在所述反向输出端和所述正向输入端之间。可选地，所述第一无限增益二阶反馈滤波电路和所述第二无限增益二阶反馈滤波电路对称设置。通过无限增益二阶反馈滤波电路实现高通滤波。

上述无限增益二阶反馈滤波电路包括多个电容和电阻，以实现高通滤波功能。

在一个具体示例中，如图6所示，其示出了一种mfb全差分高通滤波器拓扑结构，该结构包括第一无限增益二阶反馈滤波电路，第一无限增益二阶反馈滤波电路包括第一电容611、第二电容612、第三电容613、第一电阻621和第二电阻622，其中，所述第一电容611的第一端电连接所述输入信号也即电连接混频后的中频信号，所述第一电容611的第二端、所述第三电容613的第一端和所述第一电阻621的第一端均电连接所述第二电容612的第一端，所述第二电容612的第二端和所述第二电阻622的第一端均电连接所述全差分运算放大器610的所述反向输入端，所述第三电容613的第二端和所述第二电阻622的第二端均电连接所述全差分运算放大器610的正向输出端。

更进一步，如图6所示，mfb全差分高通滤波器还包括第二无限增益二阶反馈滤波电路，第二无限增益二阶反馈滤波电路包括第四电容614、第五电容615、第六电容616、第三电阻623和所述第一电阻621，其中，所述第四电容614的第一端电连接所述输入信号，也即电连接混频后的中频信号，所述第四电容614的第二端、所述第五电容615的第一端和所述第一电阻621的第二端均电连接所述第六电容616的第一端，所述第五电容615的第二端和所述第三电阻623的第一端均电连接所述全差分运算放大器610的所述正向输入端，所述第六电容616的第二端和所述第三电阻623的第二端均电连接所述全差分运算放大器610的反向输出端。

所述第一无限增益二阶反馈滤波电路和所述第二无限增益二阶反馈滤波电路对称设置，例如所述第四电容614与所述第一电容611为相同的电容c1，所述第二电容612和所述第五电容615为相同的电容c2，所述第三电容613和所述第六电容616为相同的电容c3，所述第二电阻622和所述第三电阻623为相同的电阻r2。

上述拓扑结构中的电阻和电容的具体数值可以根据实际的需要进行合理的设定，在此不对其进行具体限定。

在一个示例中，所述输入信号包括差分中频信号，也即混频电路输出的混频后的中频信号为差分中频信号，所述有源滤波器还用于接收该差分中频信号；以及所述有源滤波器还用于对接收的所述差分中频信号进行高通滤波和低通滤波后以差分中频信号输出。因此，本发明实施例中的中频滤波电路直接对接收到的差分中频信号进行差分过滤，因此无需再在混频电路和有源滤波器之间设置差分转单端的电路，同时有源滤波器对所述差分中频信号进行高通滤波和低通滤波后以差分中频信号输出，其同时实现了高通滤波和低通滤波功能，并且直接输出即为差分中频信号，因此，在有源滤波器和后端的例如模数转换电路之间无需再设置单独的单端转差分的电路，并且该有源滤波器同样还具有增益放大的功能，从而本发明实施中的中频滤波电路使用一个差分运放即可实现常规链路中5个运放的功能，从而极大的简化了电路，节约成本，降低功耗还能提高系统的信噪比。

如图6所示的拓扑结构为单端mfb滤波器的差分化组合，理想运放计算方法可以参考mfb单端滤波器的设计，例如，所述高通滤波器的截止频率是基于所述第一电阻的阻值、所述第二电阻的阻值、所述第二电容的电容值和所述第三电容的电容值而获得的，具体地，可以按照以下公式计算高通滤波器截止频率fc：

所述有源滤波器的系统放大增益与所述第三电容的电容值呈反比，与所述第一电容的电容值呈正比，例如，按照以下公式计算高通滤波器的增益k：

还可以按照以下公式获取高通滤波器的频率特性曲线：

通过上述公式即可对高通滤波器的参数进行计算。进一步，图7示出了理想滤波器频率响应曲线，增益为0的全差分高通滤波器幅频特性曲线(如图7中箭头1所指的曲线)和幅度相位曲线(如图7中箭头2所指的曲线)，由图可以看出，其能够使高频信号通过而滤除低频信号。

但由于实际滤波器的增益带宽积为一定值，随着增益的增加，其带宽会下降。因此所述全差分运算放大器的带宽高于10倍的所述有源滤波器的系统设计带宽，以满足高通滤波器的设计要求，当通过增加所述全差分运算放大器的放大增益时，所述全差分运算放大器的运放带宽随之减小，以降低高频增益，进而实现低通滤波的功能。故可以利用这个特性即可得到一个低通滤波器，该低通滤波器的截止频率可由有源滤波器的放大增益进行调整，所述有源滤波器的系统放大增益取决于所述全差分运算放大器内部的寄生参数，例如，放大增益的值取决于前述公式中c1和c2的比值，而在c1和c2的比值设定为预定值后，则可以具有多个c1和c2的比值均可以获得该预定值，例如，若增益的预定值为-2db，则c1为20nf和c2为10nf的组合，以及c1为10nf和c2为10nf的组合均可以获得上述预定值的增益，然而实际上并不是任意比值为该预定值的c1和c2均适合于该有源滤波器，因为所述有源滤波器的系统放大增益取决于所述全差分运算放大器内部的寄生参数，因此，基于上述全差分运算放大器内部的寄生参数，并通过调试来确定而最终决定选取较适合的c1和c2的电容参数。

由图8所示的幅频特性曲线可以看出，总的系统响应呈现为一个顶部平坦且为正增益的带通滤波器频响曲线。在一个具体示例中，有源滤波器采用了145mhz增益带宽积的全差分运放，设计增益为12.5倍(21.9db)，低频-3db截止频率为172k，对最近70k的中频泄露抑制大于15db；高频截止频率为5m，满足最远距离单元对应频率的要求。通带起伏<2db，对应阶跃信号无过冲振荡，满足所有设计需求。

本发明实施例的中频模拟电路通过一个单差分运放即可实现高频和低频截止频率独立可调的全差分带通滤波器，上述中频模拟电路不仅限于应用于连续波雷达，还可以应用于其他需要进行带通中频滤波放大的场景中。

下面，参考图9对本发明实施例中的包括前述中频模拟电路的连续波雷达进行解释和说明。

如图9所示，本发明实施例中的连续波雷达900包括前述实施例中描述的中频模拟电路，该中频模拟电路包括前述实施例中描述的有源滤波器902，为了避免重复在本实施例中不再对前述的中频模拟电路进行详细描述，具体其结构可参考前述实施例中的描述。

在一个示例中，如图9所示，所述连续波雷达900还包括天线装置901，其用于发射连续波信号以及接收反射信号；其中，所述中频模拟电路与所述天线装置901电连接。例如，该天线装置901电连接中频模拟电路的混频电路，该混频电路接收反射信号，并将接收的反射信号混频后得到中频信号。

fmcw雷达通过天线装置901向外发射连续波信号，例如发射一列连续调频毫米波，并接收经目标反射的反射信号。发射的连续波信号在时域中按调制电压的规律变化。常用的调制信号包括正玄波信号、锯齿波信号和三角波信号。

天线装置901可以包括喇叭天线、介质天线和微带天线等。fmcw雷达还可以采用多波束天线系统，包括多波束静态天线、机械扫描天线、频率扫描天线、相控阵天线等。

fmcw雷达还包括射频接收前端部分，前述的混频电路也可以作为射频接收前端中的一部分。该射频接收前端用于接收反射信号，并对接收到的反射信号进行解调。

fmcw雷达在扫频周期内发射频率变化的连续波，被物体反射后的回波与发射信号有一定的频率差，通过测量频率差可以获得目标与雷达之间的距离信息，差频信号频率较低，一般为khz，因此硬件处理相对简单、适合数据采集并进行数字信号处理。

经过混频后的中频信号经中频模拟电路的有源滤波器进行滤波后，输出的中频信号为模拟信号，因此，为了在模拟信号中获得连续波雷达的测量信息，所述连续波雷达900还包括模数转换电路903，其与所述有源滤波器的输出端电连接，用于接收所述有源滤波器输出的差分中频信号并转换为数字信号。其中，该模数转换电路903可以是任意适合的能够将模拟信号转换为数字信号的电路，在此不对其结构进行具体限定。

在一个示例中，连续波雷达900还包括数字信号处理器(未示出)，该数字信号处理电路接收模数转换电路903输出的数字信号，并对所述数字信号进行处理和分析，以获得所述连续波雷达探测目标的预定参数，例如，距离、速度和角度等信息。数字信号处理器(dsp)是一种专门的微处理器(或sip块),可选地，对所述数字信号进行处理和分析包括对数字信号进行滤波，以及对滤波后的数字信号进行快速傅里叶变换(fft)和z变换等。

对于具体的连续波雷达还可能包括其他的结构，在此不再对其进行赘述。本发明实施例中的连续波雷达由于其包括前述实施例中的中频模拟电路，将原来的5个运放构成的中频带通滤波放大电路缩减为1个运放实现，极大的降低了成本、功耗和电路所占空间，同时获得与常规单通道运放组成的带通滤波器相同的频率响应曲线，使得小尺寸的多通道(例如88通道)mimo雷达得以工程实现，并且还能提高连续波雷达系统的信噪比，提高连续波雷达系统的探测距离和角度测量精度。

进一步，本发明实施例中还提供一种包括前述实施例中的连续波雷达的可移动平台，可移动平台包括平台本体，连续波雷达可安装在可移动平台的平台本体上。具有连续波雷达的移动平台可对外部环境进行探测，例如，测量移动平台与障碍物的距离用于避障等用途，和对外部环境进行二维或三维的测绘。在某些实施方式中，移动平台包括无人飞行器、车辆、遥控车、机器人、船中的至少一种。当连续波雷达应用于无人飞行器时，平台本体为无人飞行器的机身。当测连续波雷达应用于车辆时，平台本体为车辆的车身，毫米波雷达可以安装于所述车身的前侧或/及后侧，或者，其他适合的位置。其中，可以在车身上设置一个或者多个毫米波雷达。该车辆可以是自动驾驶汽车或者半自动驾驶汽车，在此不做限制。当连续波雷达应用于遥控车时，平台本体为遥控车的车身。当连续波雷达应用于机器人时，平台本体为机器人的机身。

本发明实施例中的可移动平台包括前述的连续波雷达，因此可移动平台具有和前述连续波雷达相同的优点。

尽管这里已经参考附图描述了示例实施例，应理解上述示例实施例仅仅是示例性的，并且不意图将本发明的范围限制于此。本领域普通技术人员可以在其中进行各种改变和修改，而不偏离本发明的范围和精神。所有这些改变和修改意在被包括在所附权利要求所要求的本发明的范围之内。

本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的设备和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的设备实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个设备，或一些特征可以忽略，或不执行。

在此处所提供的说明书中，说明了大量具体细节。然而，能够理解，本发明的实施例可以在没有这些具体细节的情况下实践。在一些实例中，并未详细示出公知的方法、结构和技术，以便不模糊对本说明书的理解。

类似地，应当理解，为了精简本发明并帮助理解各个发明方面中的一个或多个，在对本发明的示例性实施例的描述中，本发明的各个特征有时被一起分组到单个实施例、图、或者对其的描述中。然而，并不应将该本发明的方法解释成反映如下意图：即所要求保护的本发明要求比在每个权利要求中所明确记载的特征更多的特征。更确切地说，如相应的权利要求书所反映的那样，其发明点在于可以用少于某个公开的单个实施例的所有特征的特征来解决相应的技术问题。因此，遵循具体实施方式的权利要求书由此明确地并入该具体实施方式，其中每个权利要求本身都作为本发明的单独实施例。

本领域的技术人员可以理解，除了特征之间相互排斥之外，可以采用任何组合对本说明书(包括伴随的权利要求、摘要和附图)中公开的所有特征以及如此公开的任何方法或者设备的所有过程或单元进行组合。除非另外明确陈述，本说明书(包括伴随的权利要求、摘要和附图)中公开的每个特征可以由提供相同、等同或相似目的替代特征来代替。

此外，本领域的技术人员能够理解，尽管在此所述的一些实施例包括其它实施例中所包括的某些特征而不是其它特征，但是不同实施例的特征的组合意味着处于本发明的范围之内并且形成不同的实施例。例如，在权利要求书中，所要求保护的实施例的任意之一都可以以任意的组合方式来使用。

本发明的各个部件实施例可以以硬件实现，或者以在一个或者多个处理器上运行的软件模块实现，或者以它们的组合实现。本领域的技术人员应当理解，可以在实践中使用微处理器或者数字信号处理器(dsp)来实现根据本发明实施例的一些模块的一些或者全部功能。本发明还可以实现为用于执行这里所描述的方法的一部分或者全部的装置程序(例如，计算机程序和计算机程序产品)。这样的实现本发明的程序可以存储在计算机可读介质上，或者可以具有一个或者多个信号的形式。这样的信号可以从因特网网站上下载得到，或者在载体信号上提供，或者以任何其他形式提供。

应该注意的是上述实施例对本发明进行说明而不是对本发明进行限制，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下可设计出替换实施例。在权利要求中，不应将位于括号之间的任何参考符号构造成对权利要求的限制。本发明可以借助于包括有若干不同元件的硬件以及借助于适当编程的计算机来实现。在列举了若干装置的单元权利要求中，这些装置中的若干个可以是通过同一个硬件项来具体体现。单词第一、第二、以及第三等的使用不表示任何顺序。可将这些单词解释为名称。