专利名称：用于恢复和跟踪p编码信号调制的全球定位系统接收机的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及全球定位系统(GPS)，特别涉及改善GPS接收机的信号处理速度和精度的技术。本发明与属于R.G.Keegan的题为“辅助P-编码全球定位系统接收机”的美国专利No.4,972,431在主题上有一定的联系。该专利提供的许多背景材料也与本发明相关，为方便起见对它们也同样作了说明。因此美国专利No.4,972,431作为参考文献包含在说明书中。
背景技术：
在GPS的术语中，本发明涉及获取受抑制载波信号(称之为L1和L2)的P-编码和相位测量的技术，不管调制L1和L2的P编码信号是否经过“反欺骗”加密。如上所述，“编码”测量指的是测量卫星与接收机之间的表观距离或者“伪范围”，它根据用来调制L1和L2的编码或信号事件的时间来确定。
获得访问L1或L2载波信号或者同时访问L1和L2载波信号有一个重要的优点。与单独利用编码测量相比，载波相位测量提高了相对或者差分定位寻找精度。虽然则单单利用L1载波信号就可以完成，但是访问L2大大加快了载波周期模糊性的分辨率并可以对电离层折射误差进行相位校正。
GPS(也称NAVSTAR)是一种从多个轨道卫星接收到的信号中确定地球上或者地球附近用户位置的系统。当系统作完全部署时，卫星安排在多个轨道平面上，从而在地球上或者地球附近的任意位置，只要视野不受阻碍，将接收到至少四颗卫星的信号。
空间飞船的轨道由固定的地面站精确确定并转播给空间飞船。当GPS用于导航应用时，可以从空间飞船的四个以上点的电磁波传播时间计算出地球上或地球附近任意点的经度、纬度和海拔。通常情况下，由于有四个未知的量，所以为了完全确定一个位置，地面站至少需要接收四个卫星信号。其中的三个未知量是三维位置坐标，它们习惯上用经度、纬度和海拔表示，而第四个未知量是卫星上定时时钟与接收机上定时时钟之间的时间差或偏移。
GPS卫星发射的信号特性可以从文献中知悉，这里将更详细地描述本发明的较佳实施例。简而言之，每颗卫星以不同的载波频率发射两种L带内的扩展谱信号，它们称为L1和L2。为了消除因电离层折射发射信号而引起的误差就需要二种信号。卫星信号由两种伪随机码调制，一种称为C/A(粗糙/细致)编码，而另一种称为P(精确)编码，也通过变化较慢的定义卫星轨道和其他系统信息数据信号来调制卫星信号。伪随机码序列是一系列一定意义上的伪随机数，每个伪随机数与后面的伪随机数没有确定的关系，但是由于序列是确定性的并且对自身的循环进行重复，所以不是真正的随机数。
当二进制伪随机码用来双相位调制载波信号的相位时，得到的结果是一种谱密度遵从[(sinx)/x]2分布的信号，这里的x与相对载波频率的频率偏移呈正比。这里“扩展谱”信号与窄带信号相比，其优点是抵御阻塞或干扰的能力更强。伪随机码调制的信号具有有用的特性，即当信号与同一伪随机码的副本正确相关时，大多数扩展谱能量映射至频谱的窄峰上，但是只有在两个相关信号在时间上同步正确时才这样。通过使接收到的信号与多个本地产生的伪随机码序列相关起来，可以利用这种性质来识别和分离多颗卫星的信号。每颗GPS卫星采用唯一并且公知的P编码和C/A编码序列。因此，通过使接收到的信号与对应卫星的本地产生的编码序列相关可以识别特定的卫星。一旦识别和完成对接收到的信号的译码，接收机就可以测量卫星的表观发射时间，由此可以计算出表观范围或者伪范围。每颗卫星发射的信号定义了某个信号期间的卫星位置和时刻，它们的接收时间可以由接收机测量。发射时间都借助称为GPS系统时间的公共时间基准来测量。每个接收机采用自己的本地时间参考来记录卫星信号的接收时间。因此，每个接收机都知晓GPS系统时间内测量的发射时间和本地时间内测量的接收时间。如果至少有一个以上的卫星信号不是位置未知量，则可以确定出本地时间与卫星时间之间的时间差分以及位置未知量。例如为了确定三个位置未知量和时间差分，需要四颗卫星的信号。地球上或地球附近接收机的位置可以从伪范围数据中高度准确地计算出来，其精度取决于轨道数据的精度。
对于大多数民用导航应用(例如海上导航)，C/A编码就足够了并且电离层折射引起的误差可以忽略。这种接收机在分析C/A编码信号(在L1载波信号上调制)的基础上完成计算工作。但是对于精度要求更高的差分或勘查应用来说，由于两种载波频率的信号可以补偿电离层折射的误差(众所周知它们由载波频率决定)，所以利用L1和L2载波上调制的P编码和L1载波上调制的C/A编码可以更精确地确定相对位置。
勘查应用与纯粹的GPS导航应用在两个主要方面是不同的。首先勘查工作与大多数导航应用相比，精度要求更高。幸运的是由于两种应用的第二点区别，即大多数的勘查工作只涉及点与点之间相对位置的测量而不是绝对位置的测量，所以可以达到较高的精度。在大多数勘查工作中，基准或参考位置是高度精确的，其他点的相对位置借助基准确定。基准与另一点之间的直线有时称为基线。
通过恢复基线两端的两个接收机接收到的卫星载波信号L1和L2中的至少一个并测量两个位置上同步时间点的载波相位，可以最佳方式获得GPS勘查应用所要求的高精度。L1载波信号的波长约为19厘米。如果相位的精度可以确定在10度之内，则距离测量的精度可以优于5毫米。
根据载波相位检测测量距离的一个困难是难以分辨载波信号相位。一旦接收机锁定在输入的载波信号上后，载波的每个相继周期都是等同的，接收机无法确定在某一时刻接收的是哪一个周期。勘查仪器分辨载波周期混同的实用方法是将仪器的位置控制在载波周期的精度内，即±9.5厘米。将位置确定到这种精度有两种方法，即采用足够多的伪范围测量或者采用与端点之间几何学综合的多普勒测量。第一种方法借助大量的伪范围(或编码)测量来平均每次测量噪声。由于每个P编码时隙只有30米长而每个样本的热噪声只引入几米的误差(忽略信号多重路径效应)，所以P编码测量是可行的。但是对于C/A编码测量，由于时隙长度为300米而噪声引入的误差同样也较大(多重路径效应也很明显)，所以该种方法的可行性要小一些。第二种基于载波相位测量的位置确定方法与其他系统(例如Loran-C和Transit)中所用的双曲线导航测量相似。该方法生成几条由同一卫星在轨道上运行时两个位置之间的范围差定义的双曲线(每颗卫星一条)。范围差由接收到的两个端点之间的信号的综合载波相位(综合多普勒)测量确定，而端点由两颗卫星的位置限定。测量精度主要由端点的间距(测量的几何学)决定，而每次测量所需的精度主要由卫星之间的相对几何学决定。在任何情况中，利用以上其中一种技术解决了接收到的载波信号的相位模糊性，即可以确定接收到的是哪一个周期，随后单个周期内的相位测量可以达到很高的精度。
这种方法的困难在于需要花费较长的时间积累足够的测量样本来消除载波周期的模糊性。更快的技术采用差频L1-L2来降低测量精度要求以分辨载波周期模糊性。差频或拍频L1-L2约为350MHz而波长约为86厘米。因此差频的一个周期大约有4.5个L1载波周期。实际上为了分辨载波周期模糊性，每个接收机只需要累积足够多的样本将位置确定在86厘米内，而不是19厘米内。对于勘查应用来说，这就是为什么访问L2 GPS信号是极其重要的两个原因之一。若仅访问L1，为了在后处理期间分辨载波周期模糊性，每个接收机必须积累大量的样本。
访问L2的重要性的其他原因是补偿GPS信号的电离层效应。由于电离层对不同的频率折射不同，所以通过观察两个信号之间的相位变化可以高精度地确定电离层折射对GPS信号的的影响。当发射时L1和L2信号是相干的(即来自同一振荡器)。接收到的两个载波的相对相位提供了电离层折射效应的量度，因此可以相应地对L1的相位进行补偿。由于到达两个接收机的发射路径基本上相同，所以当测量短基线时，电离层补偿的数值很小。但是对于较长的基线测量，接收的信号途径相差较大的电离层路径，并且需要精确结果来补偿。
为了确保假发射机无法产生p编码以试图“欺骗”系统，负责管理GPS系统的美国政府采取了“反欺骗”措施。通过至少在系统运行的部分时间内对P编码比特以一定方式施行互补操作来加密P编码。政府可以根据需要关闭或开启加密。对于随时能使用的系统，接收的加密P编码信号必须与本地产生的加密P编码序列相关。如果不知道加密过程或者无法存取密钥，则采用现行的接收机技术来测量加密p编码的伪范围是不可能的。
如前面所述，通过使每个输入的信号与本地产生的编码(P编码或C/A编码)副本相关来恢复GPS信号。当调制信号是如同P编码或者C/A编码之类的伪随机编码序列时，GPS信号中的载波完全受到抑制。即接收的L1或L2信号不包含L1或L2的频率成份。然而对于勘查应用，重要的是能够重建L1和L2载波并测量它们的相位。只要P编码没有加密，通过使接收的信号与本地产生的P编码副本(或者L1的C/A编码)相关，很容易恢复L1或12载波。本地产生的编码经过时序上的调整以提供与输入信号的优化相关。相关输出是中心位于载波频率处的单个窄带峰。即载波的恢复是用来识别和分离输入GPS信号的相关过程的自然结果。而且相关恢复的载波提供了最佳的信噪比。
虽然当P编码加密时无法由P编码相关过程恢复L1或L2载波，但是可以通过平方输入的信号恢复载波相位的第二谐波；即信号自身相乘。众所周知，这具有将所有的双相位调制从信号中去除并在两倍于抑制载波的频率处产生单频率输出信号的效果。采用这种技术的系统通常借助C/A编码恢复L1载波相位而通过平方恢复L2载波信号，不管调制的P编码是否加密。这种过程的两个严重缺陷是，首先对信号平方使得噪声也得到了平方，其次平方有效地使波长减少为一半并引入半周期模糊性。恢复载波信号的最终信噪比由于平方处理而变坏，例如与相关恢复载波的信噪比相比，增加30dB以上。
前述Keegan的专利(美国专利No.4,972,431)直接用来改善从接收自GPS卫星的信号中恢复L1或L2载波并获得P编码伪范围测量的平方技术，即使P编码信号经过加密。接收的信号与本地产生的P编码序列副本相关起来并在平方最终的信号之前进行带通滤波。与简单地在带宽内平方相比，平方前的带通滤波显著提高了信噪比。
改善GPS接收机性能的另一种已知技术是使接收的L1和L2信号交叉相关以在L1-L2频率处产生等价的载波信号。由于L1和L2由同一P编码调制，所以这是可行的。与平方技术相比，交叉相关的显著优点是获得了整个86厘米的波长而不是平方技术下该值的一半。如上所述，L1载波信号的波长约为19厘米，而载波周期模糊性的消除需要GPS位置确定在±9.5厘米范围内。如果利用平方技术来恢复加密的L2信号，其结果是12.2厘米波长下的双倍频率成份(2L2)。利用频率2L1-2L2的平方技术可以获得的最好的(即最大的)载波周期模糊性由43厘米的波长给出，所需的定位精度约为±21.5厘米。但是如果L1和L2信号是交叉相关的，则最终的信号属于频率L1-L2，载波周期模糊性约为86厘米而所需的定位精度约为±43厘米。
对于交叉相关L1和L2信号，有两个显著的缺点。一个是与普通平方技术有关的低信噪比特性。另一个是由于电离层效应，L1和L2信号通常不相干。与L1信号相比，L2信号将在电离层内受到程度不等的延迟。由于延迟可能超过P编码时隙间隔，所以在使两个接收信号相关之前需要一定形式的时间补偿。
与已有技术相比，本发明提供提供了解决这些困难的方案并具有另外一些优点。
发明内容
本发明着眼于一种在GPS信号受到加密的P编码序列调制时改善信号处理速度与精度的方法及其装置。尽管P编码序列经过加密，但是本发明的技术仍然提供了对载波信号的访问或者对载波差分信号的访问。将会理解的是，说明书和所附权利要求中采用的术语“GPS”和“全球定位系统”并不局限于美国政府所管理的系统，它们还包含俄罗斯GLONASS卫星系统和任何正在研制的相似系统。
在本发明的每个实施例中，通过平方其中一个接收到的载波信号或者交叉相关两个接收到的载波信号消除了P编码加密的影响。如果通过交叉相关的获得正比于L1-L2的信号，则对载波相位测量的全周期模糊性分辨效率更高。在接收信号平方化的那些实施例中，产生相对于原始载波(在平方前)相位的半周期模糊性，并且必须提供解决这种模糊性的装置。在所揭示的两个实施例中，通过交叉相关分辨半周期模糊性以提供产生极性信号的L1-L2信号。在其中一个实施例中，有L1和L2的直接交叉相关，而且利用L1和L2的分离P编码跟踪环路产生的定时信息首先调整L1和L2的相对定时以补偿电离层效应。在另一个实施例中，交叉相关是P辅助编码的，即提供给交叉相关器的L1和L2信号由分离的编码辅助跟踪环路产生。(在较佳实施例中对P辅助编码作了详细描述。)本发明的其他方面以及实施例将在发明内容后面作详细描述。
在本发明的一个实施例中，接收到的带有加密P编码的GPS L1和L2信号首先与本地产生的(未加密)P编码相关，相关的结果经过带通滤波以改善信噪比，在许多地方这与前述Keegan(4,972,431)专利中的技术相同。但是在该实施例中，L1和L2信号分别与本地产生的P编码相关并且每个单独经过带通滤波。随后滤波的信号经过交叉相关以产生载波信号(L1-L2)，由此改善了分辨载波周期模糊性的能力。
该实施例的特定步骤包括接收每颗卫星发射的L1和L2信号，该信号包含伪随机码序列(即P编码)的加密形式；在没有加密的情况下独立地产生P编码伪随机码序列的副本；使每个接收到的包含加密P编码序列的L1和L2信号与本地产生的P编码序列副本相关以获得两个最终的信号，它们包含其幅度表示接收到的加密P编码序列与本地产生的P编码序列之间时序关系的峰值；带通滤波每个从相关步骤中获得的最终信号；在带通滤波之后使最终的信号交叉相关以获得频率为(L1-L2)的载波信号，其信噪比也令人满意。该方法进一步包括控制产生P编码序列副本的步骤以使频率谱中的峰值最大。
在本发明的另一个实施例中，接收到的GPS信号首先被转换为同相和正交成份，它们与本地产生的P编码信号相关。源于这些相关的数字值随后在定时间隔内积分，该定时间隔对应前面确定的加密P编码序列的加密周期以在对应加密周期的速率下提供同相(I)和正交(Q)值的输出样本。
在本实施例的变例中，这些I和Q样本由接收到的信号产生并随后复数平方以获得对应没有P编码加密效果的双频率成份的平方I和Q值。双频率载波成份随后可以用来控制P编码的产生和产生P编码伪范围测量以确定GPS接收机位置。
在数字化实施例的另一个变例中，与各自的P编码相关的I和Q样本由上述过程从L1和L2接收到的GPS信号中产生并随后进行交叉相关以产生频率为L1-L2的具有载波差成份的I和Q值。L1-L2信号便于分辨载波周期的模糊性。交叉相关采用数字技术的优点是，由于与用来控制I和Q信号的积分和采样的加密时间间隔相比，电离层延迟较小，所以不需要对接收的信号进行电离层折射补偿。
具体而言，本发明的数字平方技术的方法步骤包括接收多颗卫星发射的信号，该信号包含伪随机码序列(即P编码)的加密形式；将接收到的信号转换为数字形式；在没有加密的情况下独立地产生P编码伪随机码序列的副本，这种本地产生的数字P编码包含同相和正交成份；以数字方式使接收的数字形式加密P编码序列与P编码序列本地产生副本的同相(I)和正交(Q)成份相关以获得一系列相关的加密接收P编码和未加密本地产生的P编码信号的I和Q样本；在前面确定为加密时间间隔的时间周期内积分I和Q样本以获得相继的I和Q数值；以及以数字方式平方从积分步骤获得的I和Q数值以获得与加密无关的平方I和Q值。
涉及以数字方式交叉相关接收的L1和L2信号产生的I和Q样本的方法步骤包括接收多颗卫星发射的L1和L2信号，该信号包含伪随机码序列(即P编码)的加密形式；将接收到的信号转换为数字形式；独立地并在本地产生没有加密的P编码伪随机码序列的数字形式的副本，该本地产生的P编码包含同相(I)和正交(Q)成份；使包含加密的P编码序列的接收L1和L2信号与本地产生的P编码序列的数字副本数字相关以获取两个涉及L1的最终I和Q信号与另外两个涉及L2的最终I和Q信号；分别对两对最终信号在先前确定的加密时间间隔内积分以获取对应接收到的L1信号的I1和Q1信号与对应接收到的L2信号的I2和Q2信号；以及使最终的[I1＋jQ1]与[I2＋jQ2]信号数字交叉相关以获取频率为(L1-L2)的信噪比令人满意的载波信号。
按照本发明的另一个方面采用了相似的数字技术来计算L1和L2接收到的GPS信号的P编码跟踪误差。特别是接收到的信号(L1或L2)被转换为数字形式并与本地产生的P编码前后信号相关。相关结果在加密时间间隔内积分并随后用来计算P编码跟踪误差。跟踪误差由I和Q前后信号样本与I和Q样本的矢量点积计算得到，I和Q信号从接收的信号与本地产生的P编码序列的相关中得到。由此计算的P编码跟踪误差与通常的延迟锁定跟踪环路连用以控制P编码序列和P编码前后信号的产生。
本发明的还有一个实施例可以借助一种处理全球定位系统(GPS)内接收的信号的方法来定义，这种方法产生了频率为经过加密P编码信号调制的L1和L2GPS载波信号之差的载波差信号。该方法包含以下步骤接收多颗卫星中每颗卫星发射的L1和L2信号，该信号包含作为P编码的伪随机码序列的加密形式；将接收的信号转换为数字形式；独立产生未加密的P编码伪随机码序列的L1和L2分离数字副本，其包含同相(I)和正交(Q)成份；产生C/A编码序列的副本；使C/A编码序列的副本与接收的L1信号相关以对L1信号进行载波跟踪；使P编码序列的副本分别与接收的L1和L2信号相关以提供L1和L2信号的编码跟踪；使从相关中获得的I1/Q1和I2/Q2信号与P编码序列的副本数字交叉相关以获得频率为(L1-L2)而信噪比令人满意的载波信号；以及通过将交叉相关获得的(L1-L2)载波信号与L1载波跟踪获得的L1载波信号组合起来进行载波跟踪L2信号。
本发明还可以借助一种处理全球定位系统(GPS)内接收的信号的方法来限定义，这种方法由于采用了频率等于经过加密P编码信号调制的载波信号L1与12之差的载波差信号，所以处理速度较快。该方法包括以下步骤在本地产生两个分离的P编码副本；采用P编码副本以在分离的跟踪环路中辅助进行L1和L2信号的编码跟踪；在本地产生C/A编码副本；利用C/A编码副本以跟踪L1载波信号；平方L2载波信号以消除加密P编码信号的影响并获得频率为2L2的信号，其中L2信号的相位通过将2L2相位一分为二得到(2L2/2)；使L1和L2载波信号交叉相关以获取L1-L2差信号；从L1-L2差信号得到极性信号，由2L2/2相位得到的L2相位测量的半个周期的模糊性可以从中分辨出来。
具体而言，在上面一段所描述的方法中，交叉相关步骤是L1和L2载波信号的一种直接的交叉相关；并且该方法进一步包括的步骤是在L1和L2交叉相关之前，利用L1和L2的分离编码跟踪环路得到时序信息调整L1相对L2的相位。在本发明的另一个实施例中，通过利用多阶相移寄存器相移L1和L2中的一个载波信号完成L1相对L2相位的调整，从而提供可变的延迟，并随着分离跟踪环路的定时信号控制延迟量。
在本发明的还有一个实施例中，交叉相关步骤是其中一个编码辅助交叉相关，其中交叉相关的L1和L2信号从L1和L2的分离编码跟踪环路中得到。
从前面的描述显而易见的是，本发明在GPS接收机领域具有明显的进步。特别是当GPS载波信号受到加密P编码序列调制时，本发明提高了GPS接收机信号处理的精度和速度。正如在前面的Keegan专利中的那样，这种加密情况下性能的提高是与P编码加密的“反欺骗”功能分不开的。
通过下面结合附图的描述，将会对本发明的其他方面和优点有所了解。
附图的简要说明
图1为包括在GPS卫星中的信号发射装置的简化框图；图2为表示GPS卫星发射的扩展谱信号的谱密度的曲线图；图3为用来分析经过P编码加密的GPS卫星信号的测试装置的框图；图4为表示图3所示滤波器噪声响应的曲线图；图5为表示当测试装置接收未加密P编码信号并使其与本地产生的P编码信号相关时的图3所示滤波器的输出曲线图；图6为与图5相似的曲线图，但是表示的是当装置接收加密P编码信号时的滤波器输出曲线图；图7是将图5和图6组合在一起的曲线图；图8为按照本发明一个方面构造的接收机系统的简化框图，其中接收的L1和L2信号在交叉相关之前经过带通滤波以获取L1-L2载波相位差的完整波长；图9A和9B包含了本发明数字实施例的框图，其中从载波中接收的GPS信号(例如L2)经过数字平方后去除了P编码加密的影响；图10A和10B包含了本发明另一个数字实施例的框图，其中从L1和L2载波中接收的GPS信号与数字P编码信号相关并在加密时间周期内积分；图11为表示图10A和10B产生的信号如何交叉相关以去除P编码加密影响的示意图；图12为表示与图10A和10B相似的数字技术如何用来产生L1和L2P编码的数字前后信号的示意图；图13A和13B为表示图12中的前后信号如何用来产生L1和L2P编码跟踪误差信号的框图；图14A和14B共同定义了本发明另一个较佳实施例的框图，它采用L1和L2编码辅助交叉相关。
图15A和15B共同定义了本发明另一个较佳实施例的框图，它采用了载波测量的编码辅助平方和L1和L2的直接交叉相关以分辨载波测量中固有的半周期模糊性；以及图16A和16B共同定义了本发明另一个较佳实施例的框图，它采用了载波测量的编码辅助平方(与图15中的相同)和L1和L2的编码辅助交叉相关以分辨载波测量中固有的半周期的模糊性。
实施发明的较佳方式导言本发明涉及对全球定位系统(GPS)接收机的改进，特别涉及用于勘查和高精度导航(运动学)应用的GPS接收机，其中需要访问L1和L2两个载波信号以提高基线测量的精度和速度。对两种载波信号的访问使得可以进行相关化以补偿GPS信号的电离层折射并且便于在勘查(运动学)的结果中快速分辨相位模糊性。
对于
背景技术：
，图1示出了L带GPS信号如何合成以供GPS卫星发射。每颗卫星上的发射机包括用标号10表示的自动时钟和四个频率乘法器或除法器12、14、16和18。时钟频率为10.23兆赫，在频率乘法器12中乘上154以提供第一L带发射(用L1信号表示)用的1575.4兆赫的载波频率，并在乘法器14中乘上120以提供第二L带发射(用L2信号表示)用的1227.6兆赫的载波频率。发射机还包括产生作为P编码的伪随机码的P编码器20和产生作为C/A编码(用于粗糙/精细编码)的另一种伪随机码的C/A编码器22。
P编码是两级或二进制编码，以直接来自时钟10的10.23兆赫的速率改变状态。编码的每个比特或者“时隙”在空间的发射约为30米长，而编码的持续时间约为1星期。即编码序列的每个完整循环为1星期长。只有P编码的十分之一的C/A编码变化率(即1.023兆赫)由时钟10通过频率除法器16得到。C/A编码的间隔为1023个时隙，这意味着编码经过1023个编码单元后重复。C/A编码的每个完整循环占用1毫秒，而每个C/A编码时隙在发射时约为300米长。
发射机中余下的频率除法器18的除数因子为204600，从而产生50赫兹的时钟频率以对包含发射L1和L2信号的数据的存储器24进行访问。P编码器20和存储器24的输出作为异或门30的输入，而C/A编码器22和存储器24的输出作为另一个异或门32的输入。第一异或门30的输出与两个混合器34和36相连，而第二异或门32的输出与第三混合器38相连。功能块40用来指示1575.42兆赫的L1载波信号被分裂为两个正交的成份，随后分别由混合器34和38调制并在放大器44放大和从天线46发射之前在信号复合器42中复合。
L1信号来自1575.42兆赫的载波、与数据信号复合的P编码信号以及与同一数据信号复合的正交C/A编码信号。L2信号来自1227.6兆赫的载波、与数据信号复合的P编码信号。通常在L1信号中，P编码相对C/A编码的功率比率为1/2。
图2示出了伪随机编码调制的载波信号的频谱。频率沿着水平轴画出，而谱成份的功率密度沿着纵轴画出。谱功率密度曲线上的垂直线由等于编码重复频率的频率分割。位于分布中心处的谱线表明，载波频率受到了抑制。曲线的形状为如下的形式功率密度＝[(sinx)/x]2这里x正比于频率f，其中x＝πf/fclock，而fclock是伪随机码时钟频率。由图2可见，在中心频率的+fclock和-fclock处，分布上有一级零点。
在通常GPS接收机中，在能够计算接收机位置之前要完成两个重要的功能。一个是测量相对所用四颗卫星的表观或者为范围以确定三维位置，三颗卫星只能确定二维位置。另一个功能是恢复载波信号上调制的数据。对于勘查应用中高度精确的基线测量，载波信号L1和L2从接收的信号中恢复，并且载波相位信息用来导出更精确的接收机相对位置的测量。从GPS信号中确定位置所用的数学方程是众所周知的并且不作为本发明的内容。
每个接收机都必须能够区分各颗卫星。为此，每颗卫星产生其P编码和C/A编码的不同的伪随机码。接收机具有多条信道，，每条信道包括能产生卫星编码的P编码和C/A编码发生器以用来与输入信号匹配并正确识别每颗卫星。
通过相关恢复载波通过产生P编码(和/或C/A编码)的副本并随后使副本与从卫星接收的编码相关可以实现伪范围的测量。如果副本和接收的信号在时间上是对齐的，则相关过程的结果是输出信号频谱中的尖峰。谱峰的位于原始载波频率的中央，它受卫星内的编码调制抑制。因此，相关过程可以视为对接收信号的“解扩展”以获取原始载波信号，该信号受到较慢的50赫兹频率的数据比特的调制。恢复的载波信号，特别是它的相位可以用在勘查应用中以精确确定两个以上位置的接收机之间的相对传播时间。恢复的载波经过解调以获取数据，该数据可以与多颗卫星的伪范围连用以确定接收机的位置。
P编码加密的影响在调制载波之前加密P编码使得GPS接收机中利用P编码更为困难。由于加密，接收的加密P编码不能与本地产生的P编码匹配，并且通常的GPS接收机无法锁定输入的信号。由于L2信号只受到P编码(和数据)的调制，所以当P编码加密后无法通过通常的相关途径访问L2载波。接近这个问题的一个方法是平方接收的信号来代替相关以获得对L2载波的访问。当双相位调制载波信号自身相乘时，其结果是去除所有调制的两倍载波频率信号。这从下面的三角恒等式可以看到cos 2x＝1-2sin2x如果x＝2πfct，其中fc为载波频率，则可以看到sin22πfct＝1/2(1-cos4πfct)＝sin2(2πfct+π)不管是否为双相调制，该结果都是一样的。因此，平方提供了一种技术，它不管接收信号的双相位调制性质如何，都能恢复原始载波信号的二次谐波。这种方法的主要缺点是最终载波信号的信噪比有所降低并且波长减半，从而引起半周期的模糊性。
本发明的实验基础利用本发明的显著改进部分是由于P编码加密的特性，该特性可以通过加密信号的谱分析观察到。图3示出了GPS接收机如何连接从而观察到加密P编码主要特性的示意图。该接收机装置包括天线50和与其相连并用来处理L1和L2信号的预放大器52。为实验目的，天线为指向选定卫星的方向碟状天线。信号首先由中频部分处理，中频部分包括混频器54、第一IF放大器56、第二混频器58和第二IF放大器60。通过频率合成电路62向第一和第二混频器54和58提供本地产生振荡器信号，电路62从振荡器64取出频率标准。
第二IF放大器60的输出与相关器66相连，相关器的第二输入取自产生卫星跟踪用的P编码副本的P编码发生器68。相关器66的输出通过滤波器70至环路控制电路72，其主要的用途是向P编码发生器68提供控制信号以使相关器输出中的谱峰最大。如74所示，环路控制电路由来自L1 GPS信号中的C/A编码通常相关结果的定时信号辅助。谱分析器76附着在接收机测试系统的各点以观察加密P编码信号的性质。
图4-7表示来自图3装置的测试结果。首先，图4给出了滤波器70的噪声响应。用dB为单位的输出信号电平相对含有宽带噪声的输入信号的频率作图。对于该附图以及图5-7，滤波器的中央频率为26.593兆赫，频率刻度为每格200KHz，而输出信号电平的刻度每格为5dB。
图5示出了当天线50接收未加密P编码和进行P编码相关过程时滤波器70的输出。滤波器谱输出的中央峰表示载波信号。图6示出了当P编码加密时滤波器的输出。这种情况下的相关过程只产生非常明显的谱峰。图7为图4和图6的合成，并且示出了非完美相关P编码信号的特性[(sinx)/x]2的形状。
由图7可见加密P编码的二个重要特性。首先，加密实际上是在p编码上叠加附加的编码；其次，加密的带宽明显比p编码带宽本身窄。加密谱呈现[(sinx)/x]2的形式，第一零点位于+500KHz和-500KHz处。本发明的一个方面是利用这些特性来导出信噪比明显提高的L2载波信号。
与未加密P编码相比，对实验期间获得的加密P编码数据作了更详细的分析，从而能够更精确地估计出加密编码间隔。这种分析的相位基本上涉及加密P编码信号与未加密P编码信号的相关。最终的加密编码包含随时间变化间隔，但是很容易确定。下面将要进一步解释的是，在本发明的一种形式中采用了这些加密编码间隔并假定通过对实验数据的详细分析精确确定这些加密编码间隔。
频率项的数学表达式的意义在文字和附图中已经给出了特定的方程式，它们涉及对L1和L2频率的信号的数学运算。这些方程中L1和L2项的符号用特定的频率表示，即L2IF(中频)为正的10.23兆赫而L1 IF为负的10.23兆赫。对于本发明来说IF的选择不是根本的，通过将L1和L2项乘上合适的标度常数可以使方程适合任何频率。
GPS信号成份相干的意义本发明的每个实施例都利用了GPS信号各部分的相干性。由GPS卫星发射的载波信号和伪随机码都由单个振荡器和定时单元产生并且相互干涉的。L1上的C/A编码的编码边缘和L1与L2上的P编码同时发生(在C/A和P编码之间有π/4的载波相位周期偏离)并以相对受抑制的L1和L2载波信号的相位呈固定的关系发生。除了因电离感应的信号延迟而引起的差异以外，接收的信号维持这些定时关系。
编码和载波的相干被用于本发明以提供改进的GPS测量。只有一个相位和编码跟踪环路必须设计为较宽的带宽以容纳接收机振荡器的动态变化。所有其他跟踪环路随后可以在跟踪动态的第一环路输出的辅助下变窄。变窄的跟踪环路带宽由于随机噪声的原因降低了误差并且使得信号可以在低得多的信噪比的情况下跟踪信号。
当P编码信号因加密而质量下降时，通过采用未加密C/A编码，最强的可用信号并随后利用该环路的输出跟踪L1抑制载波相位以辅助跟踪L1上的编码和L2上受抑制的载波，可以获得最佳的跟踪性能。L1 C/A载波典型地是在第二和第三阶Costas环路中以10-30赫兹的噪声带宽下被跟踪，这使得当经受几倍于地球引力加速度的情况下，接收机可以跟踪载波而不失去锁定。L1和L2编码和L2载波用1到0.1Hz带宽的锁相环路来跟踪。
改进根据本发明的一个实施例(图8所示)，在交叉相关之前接收的L1和L2信号的输入加密P编码信号与本地产生的P编码相关并带通滤波以产生载波差频率为L1-L2的信号。在进一步滤波之后，该信号被用来测量全波长相位和L1-L2载波差频的频率。在500KHz上进行的带通滤波所提供的信噪比与Keegan的专利相同或者更好(3dB以上)，但是由于获得了L1-L2的全波长，所以分辨载波周期模糊性的能力更强。
在本发明的第二实施例中(图9A和9B所示)，接收的GPS信号(L1或L2)分解为同相(I)和正交(Q)成份，它们各自与本地产生的P编码信号数字相关，在已知的加密时间间隔内积分并随后数字平方以产生向下转换L1和L2载波信号的二次谐波。通常的锁相环路可以用来跟踪这些平方信号以提供θ、预测的相位用作与输入的L1或L2载波信号相关。在本实施例的变形中(图10A和10B所示)，L1和L2接收信号被单独分解为I和Q成份，单独与相应的L1或L2本地产生的P编码信号数字相关以及单独地在加密间隔上积分。由这些过程引出的I和Q信号随后数字交叉相关以提供载波差频率L1-L2处的全波长信号。当分辨率提高时，数字交叉相关提供了与对应的模拟信号交叉相关相等的信噪比。但是，由于积分的定时和转储过程和交叉相关由跟踪的P编码单独控制，所以无需附加电路来补偿L1和L2信号接收之间的电离层延迟。
本发明的还有一个实施例(图14A和14B所示)采用L1和L2的编码辅助交叉相关以获得更长的L1-L2波长。将独立P编码跟踪环路用于L1和L2的编码跟踪。L1和L2的交叉相关被用于接近L1辅助的L2载波跟踪环路。
在本发明的还有一个实施例(图15A和15B所示)中，通过L2信号复数平方得到L2载波相位的测量，并且借助L1和L2的直接交叉相关来分辨平方L2信号的双频成份的半周期模糊性。L1-L2的相位极性，即从直接交叉相关得到的L1相对L2的相位被用来分辨平方L2信号的半周期的模糊性。
本发明的还有一个实施例(图16A和16B所示)与图15A和15B所示实施例相似，除了L1和L2交叉相关是P编码辅助的以外。本实施例与图14A、14B、15A和15B的实施例一样，利用了由C/A编码相关导出的较强L1载波信号，其中C/A编码相位可以从L1P编码跟踪环路或者C/A编码跟踪环路中导出。
带预滤波的L1和L2P编码的交叉相关图8描述了本发明的一个方面，其中GPS信号L1和L2由线路80和82分别接收，随后在中频混频器84和86中下转换。最终的信号输入相关器88和90中用来与来自P编码发生器92.1和92.2的本地产生的P编码信号相关。相关器88和90的输出分别由带通滤波器94和96处理，随后输入交叉相关器98。如果L1和L2信号之间因电离层折射引起的相对延迟与滤波器带宽的倒数相比较小，则交叉相关器98的输出包含L1-L2的成份，由于平方后的波长为86厘米而不是43厘米，所以载波相位模糊性的分辨能力得到了改善。交叉相关器98的输出通过环路滤波器99和L1-L2载波跟踪控制逻辑100处理以获得L1-L2载波相位测量。
用于输入相关器88和90的停顿P编码信号停顿的产生受两个相同的P编码跟踪环路控制。对于L1信号，P编码跟踪环路包括P编码器92.1、相关器101.1、另一个500KHz滤波器102.1、平方电路103.1、环路滤波器104.1和环路控制电路105.1。IF混频器84的输出连同线路106.1上的抖动P编码信号，从P编码器92.1发射至相关器101.1。相关器101.1的输出通过500KHz滤波器102.1、平方电路103.1、环路滤波器104.1和环路控制电路105.1的处理，并用来控制P编码器92.1的时序。P编码器92.1还在线路107.1上输出送至相关器90的停顿P编码信号。对于L2信号采用相同的P编码跟踪环路，它包括P编码器92.2、相关器101.2、另一个500KHz滤波器102.2、平方电路103.2、环路滤波器104.2和环路控制电路105.2。
图8的电路与已有技术的部分相似，其中L1和L2接收信号经过交叉相关以获得在锁相环路中获取载波相位的L1-L2载波信号。本发明该实施例的新颖之处是与P编码相关和增加了两个带通滤波器94和96，它们的理想带宽近似为500kHz，这是通过对GPS卫星的加密P编码信号的性质的观察确定的。
在加密间隔内进行L2信号的数字平方图9A和9B描述了用于平方由接收到的L2信号与本地产生的P编码信号导出的信号的本发明的数字形式。为简化起见省略了频率下转换，但是应该理解的是下转换电路是需要的。L2信号在天线110上接收，由带通滤波器112处理，并在模数转换器114内转换为数字形式。后者可以采用硬限幅器电路的形式，它的输出提供了一位的数字分辨率，或者可以采用多级量化。本地产生的P编码信号也采用数字形式(+1)，并且连同IF信号估计的载波相位角的正弦和余弦值输入至乘法器116和118中。估计的相位角θ被用来计算(或者查寻)相应的sinθ和cosθ，随后输入乘法器116和118。最终的积被输入乘法器120和122，并作为模数转换器114的输入。乘法器120和122的输出分别送至两个积分和转储电路124与126。后者由线路128上的定时信号控制以提供等于加密信号间隔的积分周期。定时间隔通过对加密P编码的分析，特别是对加密P编码信号与未加密P编码信号的相关结果的分析来确定。
这些周期性地在线路130和132上由积分和转储电路输出的信号是接收到的L2信号的同相和正交成份。它们被输入至复数平方电路134，产生平方信号的成份，分别用ISQ和QSQ表示。这些成份输入至通常的锁相环路电路以进行载波恢复，如136处表示的那样。
平方电路134中的复数平方根据以下表达式完成输入信号的自乘运算(I+jQ)2＝(I2-Q2)+j2IQ＝ISQ+QSQISQ和QSQ由通常的锁相跟踪环路使用，产生了图9A中所用的估计载波相位角θ。
具有加密间隔内积分的接收信号的数字平方获得了同样的结果以在P编码相关和带通滤波后平方相应的模拟信号，即信噪比得到了明显的改善而分辨载波单周期模糊性的时间更少。
在加密间隔内L1和L2信号的数字交叉相关对于接收的L1和L2模拟信号的交叉相关来说，该技术属于模拟的，但是具有显著的优点。图10A和10B示出了所需的电路。由于许多部件完成的是图9A中所示的相同的功能，所以采用相同的标号并用后缀“.1”或“.2”来表示L1或L2电路。如图9A所示，为简化起见，频率下转换予以省略，但是通常的频率下转换是必需的。从L1和L1P编码信号中产生数字信号I1和Q1的电路示于图10A。它包括使P编码调制信号通过的带通滤波器112.1、模数转换器114.1乘法器116.1、118.1、120.1和122.1以及积分转储电路124.1和126.1。I1和Q1信号由积分转储电路124.1和126.1在线路130.1和132.1上输出。载波相位角θL1如图9A所述从数字平方获得。
同样，从L2和L2P编码信号中产生数字信号I2和Q2的电路示于图10B。它包括使P编码调制信号通过的带通滤波器112.2、模数转换器114.2乘法器116.2、118.2、120.2和122.2以及积分转储电路124.2和126.2。I2和Q2信号由积分转储电路124.2和126.2在线路130.2和132.2上输出。载波相位角θL2如图9A所述从数字平方获得。
来自图10A和10B的电路的输出信号I1、Q1、I2和Q2输入数字交叉相关器134’(图11)，它产生与频率差L1-L2有关的输出I和Q信号。这些在图中用I(L1-L2)和Q(L1-L2)表示的信号输入通常的锁相环路，用136’表示。数字交叉相关器134’根据下式完成相关(I1+jQ1)(I2-jQ2)＝(I1I2+Q1Q2)+j(Q1l2-I1Q2)＝I(L1-L2)+jQ(L1-L2)IL1-L2和QL1-L2由锁相跟踪环路等用来估计载波频率差L1-L2的相位。
L1和L2信号的这种数字交叉相关具有与信号的模拟交叉相关一样的优点，即由于频率差L1-L2代替了2L1-2L2，所以分辨单周期相位模糊性的时间显著降低。与通常的交叉相关相比，信噪比提高了13dB。数字方法的另一个优点是无需补偿L2相对L1的差分电离层延迟。这时因为大多数的电离层延迟只有0.3微秒而积分转储电路产生间隔为2微秒的输出(500KHz速率)。因此，来自积分转储电路的相应L1和L2输出很容易相互关联而不会因延迟受到损失，并且可变时间延迟电路完全没有必要。
P编码跟踪误差的数字处理图12表示如何采用与图9A、10A和10B相似的电路来产生数字前后信号。电路包括乘法器116.1’、118.1’、120.1’、和122.1’以及积分转储电路124.1’和126.1’。乘法器116.1’和118.1’分别具有估计相位角和L1 PE/L信号的数值的正弦和余弦输入。这就是L1载波的P编码前后信号并取值0、+1或者-1。乘法器116.1’和118.1’的输出在乘法器120.1’和122.1’中乘以L1，后面乘法器的输出在积分转储电路124.1’和126.1’中累加。最终在线路130.1’和132.1’上以加密时刻输出的最终信号用IEL1和QEL1表示。用方块140表示的同一电路从接收的L2信号中产生相应的信号，这些信号用IEL2和QEL2表示。
如图13A所示，在矢量点积电路142.1中计算了L1 P编码跟踪误差。这种跟踪误差随后由环路滤波器144.1、数字移相器或电压控制振荡器146.1和P编码发生器148.1之类的普通部件用来产生L1的PEL信号。矢量点积电路142.1计算矢量I1+Q1与IEL1+jQEL1之积。矢量的点积是矢量大小的乘积乘上矢量的夹角的余弦。两个矢量的矢量点积由下式给出I1IEL1+Q1QEL1图13B描述了与图13A相同的电路但是用于计算L2的PEL信号。在这种情况下，P编码跟踪误差计算为I2IEL2+Q2QEL2。图13A和13B中L1和L2导出的P编码跟踪信号用来控制图10A和10B中L1P编码和L2P编码的定时。
P编码跟踪误差控制图9A、10A和10B中L1P编码和L2P编码的定时。以同样的方式在加密速率下采用P编码跟踪误差信号与tau抖动技术相比提高了6dB。这种方法无需了解加密技术，只要通过实验确定加密定时即可。来自L1和L2的最终P编码伪范围测量以更高的精度和减小了的多重路径效应得到。
采用编码辅助交叉相关的另一个实施例图14A和14B示出了采用L1和L2信号的编码辅助数字交叉相关的本发明的实施例的主要的接收机功能。在这些附图中采用了新的标号，但是许多部件与前述图中的相似。
在图14A、14B、15A、15B、16A和16B中，采用数字方式完成处理。在图14A中，假定接收的L1信号在输入两个混频器160之前已经经过频率下转换、滤波和数字化。因此混频器160的输出为线路164上所示的I和Q信号成份。这些L1的I和Q信号成份域来自相关器168内C/A编码器166中的信号相关，编码器166在线路170上提供了I和Q信号以输出至加法器电路172中。后者完成与前面所述积分转储电路相同的功能并以1毫秒的间隔积分I和Q信号。
加法器电路172的输出提供了表示L1载波的信号。这些输入至用虚线174表示的通常Costas环路误差计算中。用虚线表示的所有部件可以在微处理器内用软件实现。Costas环路误差计算174向载波数字控制振荡器(NCO)176提供了反馈信号，它产生频率为308dl的输出、多普勒效应产生的接收L1信号(包括接收机基准振荡器中由于不精确性引起的任何频率位移)。众所周知的是，GPSL带信号包含了因发射卫星相对接收机运动引起的多普勒频移产生的频率成份。对于L1信号，接收的频率为308F+308dl，这里F为产生其它GPS频率的基频(F＝5.115MHz)，而308dl为多普勒效应引起的频率。在本发明的实施例中下转换后，施加到混频器160上的L1信号的频率为-2F+308dl。当然，其它下转换因子也落在本发明的范围内。
在接收机到线路178上提供了8F的基本采样频率，它在频率分割器180内一分为四从而产生2F频率。信号复合器82将基本的2F采样信号和来自载波NCO176的308dl信号复合起来以产生频率为2F+308dl的信号，它用来驱动正弦/余弦查寻表162，在接收机内有效地关闭L1载波跟踪环路。
C/A编码器166的时钟信号的一部分从线路178上的8F采样频率导出。8F信号在另一个复合模块中与标度为8dl的多普勒频率复合，通过对载波NCO176输出的308dl信号进行标度可以获得该多普勒信号。具体而言，载波NCO176的输出借助频率乘法器186和频率分割器188标度至8dl，该乘法器186乘上4倍因子的频率而频率分割器将频率除以154。复合器184的输出进一步由另一频率分割器190中的因子4分割以获得2F＋2dl的时钟频率，从而驱动P编码器192。时钟频率由频率分割器194中的因子10分割以产生驱动C/A编码器166的时钟信号。
利用P编码器192提供的信号，特别是前后信号和停顿信号(它们连同线路164上的I和Q信号分别施加在两个相关器196和198)，实现L1信号的编码跟踪。相关器196的输出IEL和QEL输入求和电路200，该求和电路200在对应加密编码(w编码)的时间间隔上积分这些信号。同样，相关器198的输出IP和QP输入求和电路202，该求和电路202在加密时间间隔上积分这些信号。求和电路200和202的输出输入至实现矢量点积计算(与图13A所示方式相同)的矢量点积电路204，并产生编码误差信号作为输出。编码误差信号在求和电路206中以1毫秒的时间间隔积分，其输出提供给通常的环路误差计算208。后者向其中一个频率分割器提供控制信号，特别是分割器188，该分割器删除并加入正比于编码误差信号的时钟脉冲，从而关闭接收机的编码跟踪。
接收的L2信号的编码跟踪环路与接收的L1信号相似，除了L2的部件加上(’)以外，图14B的标号都是相同的。因此，借助混合器160’和正弦/余弦查寻表162’提供的正弦和余弦信号将接收的L2信号分解为I和Q成份。I和Q成份在相关器196’和198’内与停顿和前后P编码信号相关，并且相关的结果由求和电路200’和202’在w编码间隔内对相关结果积分。积分结果由矢量点积电路204’处理以产生编码误差信号，该信号在求和电路206’中以1毫秒的间隔积分。环路误差计算208’反馈调整施加在P编码器192’上的时钟信号的控制信号。
L2的载波跟踪借助交叉相关电路210实现，该电路具有求和电路202在线路212上的输出和求和电路202’在线路212’上输出的L2I和Q信号作为输入。交叉相关电路210的I和Q输出分别由I1I2-Q1Q2和-(I1Q2+I2Q1)给出。这些输出在求和电路214内以1毫秒的间隔积分。最终的L1-L2信号输入通常的锁相环路误差计算216，它还接收来自辅助操作的L1 Costa环路误差计算174的L1信号。采用辅助锁相环路的原因是与“非平方”C/A编码导出的L1信号的信噪比相比，平方接收的信号或者交叉相关两个接收的信号会导致较差的信噪比。由于L1和L2信号基本上是相干的，除了电离层效应以外，在接收的L1信号中测量到的任何频率误差可以标度以产生L2信号的等价频率误差。锁相环路的辅助操作利用该关系的优点。从L1信号接收的频率标度至L2并用来实现对跟踪L2载波的带宽比采用无辅助的锁相环路的交叉相关的带宽更窄。
特别是锁相环路误差计算216产生施加在载波NCO176’上的误差信号，载波NCO176’的输出是频率为240d2的多普勒频率信号。这作用于频率复合器182’，该频率复合器还接收线路218上的标准2F频率信号。复合器182’的输出施加在正弦-余弦查寻表162’上以关闭载波跟踪环路。总之，本发明的该实施例采用C/A编码跟踪L1载波信号并采用P编码辅助编码跟踪L1和L2。(L1上的编码跟踪可以由P编码辅助编码跟踪或者C/A编码跟踪)L2载波跟踪借助L1和L2的交叉相关实现以获得控制信号来调整L2载波信号NCO。
采用直接交叉相关的另外的实施例图15A和15B示出了对本发明系统所作的进一步修改，其中L2载波跟踪和相位测量由L2信号的复数平方完成，而L1和L2的直接交叉相关用来分辨载波测量中的半周期的模糊性。L1和L2信号的编码跟踪和L1载波跟踪的完成方式与图14A和14B中的实施例相同。
具体而言，与L1和L2编码跟踪有关的接收机部分和与L1载波跟踪有关的接收机部分具有与图14A和14B相同的部件，在图15A和15B中相同的部件采用相同的标号。现在描述图15A和15B与图14A和14B不同的部分。
通过从加密间隔求和电路202’中导出停顿I和Q输出并将这些输出施加到复数平方电路220上完成了L2载波跟踪。该电路实现的函数是(I+jQ)2，即I2-Q2+j2IQ。复数平方的处理结果输入另一个求和电路222，该电路在1毫秒的时间间隔上积分I和Q信号。求和电路222的输出输入向L2载波NCO176’反馈控制信号的辅助锁相环路误差计算224。与图14B的辅助锁相环路误差计算216一样，图15B的辅助锁相环路误差计算224利用C/A编码导出的L1测量相关的高信噪比的优点并实现了L2测量的跟踪带宽比其他方法更窄的。
如图15B所示，分辨L2载波的半周期模糊性所需的部件包括用于L1信号的移位寄存器230、两个附加的求和电路232和234、交叉相关电路236、另一个求和电路238和极性检测器240。移位寄存器230接收来自线路164上的L1信号和线路178上频率为8F的时钟频率。移位寄存器230中L1信号延迟量分别由P编码器166和166’在线路239和239’上接收的定时信号确定。这些定时信号称为P编码器的X1A epoch，而它们之间的差表示L2信号相对L1信号的电离层延迟。如图15B所示，移位寄存器为16阶。在40MHz的时钟频率处，每阶相当于25纳秒的时间延迟而整个寄存器可以叠加0.4微秒的延迟，这足以补偿最大的电离层延迟。因此，移位寄存器有效地补偿了L1与L2之间的差分电离层延迟并有效地产生了接下来由求和电路232和234在P编码极性过渡限定的可变间隔上积分的合成L1和L2信号。(该技术利用了P编码极性过渡不会发生于每个P编码时隙的优点提高了3dB的交叉相关的信噪比。)输入求和电路234的L2信号由L2I和Q线路164’导出。积分的L1和L2信号随后在电路236中相关，并且相关的结果在求和电路238中以1毫秒的间隔积分。极性检测器240提供了用来分辨L2相位测量中固有半周期模糊性的二进制信号，这将在下面详细描述。
总之，图15A和15B所示的实施例采用L2信号的复数平方进行相位测量，利用了比直接交叉相关获得的更高的信噪比。然后，为了分辨在L2相位测量中相对于L1测量相位的半周期模糊性而采用直接交叉相关。
极性检测器图15B中极性检测器240和图16B中相似的部件提供了分辨通常平方信号中半周期模糊性的方便方法。极性检测器240的输出具有0度或180度的相位并加入施加在载波NCO176’上的输入信号。同时进行L1和L2信道上的载波测量。在L1信道上测量的是L1的相位。如果允许进行编码辅助平方(以去除加密效果)，则L2信道上测量的是双频载波(2L2)的相位。由于所需的量是L2载波的相位，所以后者的测量必需一分为二。因此，最终的L2载波测量的范围只有0-180度。即，只有半周期的模糊性。通过将两个相位测量(L1相位和2L2/2相位)与极性检测器的输出比较，可以导出2L2/2相位正确的半周期，这时由于极性检测器提供了对L1和L2之间相对相位的测量。因此，L2信道的测量即使平方了L2信号也可以报告为全周期的分辨率。
只在极性检测中采用交叉相关器210的输出在直接交叉相关(图15A和15B)和P编码辅助交叉相关(图16A和16B将在下面讨论)二方法中具有明显的优点。在直接交叉相关中，从P编码辅助平方信道中测量的相位的噪声明显低于交叉相关信道的噪声。在P编码辅助交叉相关中，从P编码辅助平方信道中测量的相位的噪声比P编码辅助交叉相关信道中测量的噪声低3dB。
采用编码辅助交叉相关的其他实施例图16A和16B示出了对本发明系统的进一步改进。如图15A和15B的实施例所示，L2载波跟踪和相位测量由L2信号的复数平方完成，而L1和L2的编码辅助交叉相关用来分辨载波测量中的半周期的模糊性。L1和L2信号的编码跟踪和L1载波跟踪的完成方式与图14A和14B中的实施例相同。
具体而言，与L1和L2编码跟踪有关的接收机部分和与L1载波跟踪有关的接收机部分具有与图14A和14B相同的部件，在图16A和16B中相同的部件采用相同的标号。
通过从加密间隔求和电路202’中导出停顿I和Q输出并将这些输出施加到复数平方电路220上完成了L2载波跟踪。该电路实现的函数是(I+jQ)2，即I2-Q2+j2IQ。复数平方的处理结果输入另一个求和电路222，该电路在1毫秒的时间间隔上积分I和Q信号。求和电路222的输出输入向L2载波NCO176’反馈控制信号的辅助锁相环路误差计算224如图16B所示，分辨L2载波的半周期模糊性所需的部件与图14B的相同，即交叉相关器210、求和电路214和极性检测器240。交叉相关器210接收P编码辅助L1和L2输入而求和电路214产生用于极性检测器240的(L1-L2)输出信号。极性检测器提供了确定(L2)2载波极性的相位信息，即可以分辨平方载波信号的半周期模糊性。
总之，图16A和16B所示的实施例采用L2信号的复数平方进行相位测量，利用了比直接交叉相关获得的更高的信噪比。然后，为了分辨L2相位测量中的周期模糊性采用编码辅助交叉相关。
结论由前述可以看到，本发明代表了GPS接收机技术领域的重大进步。与前述美国专利No.4,972,431的情况一样，说明书所揭示的技术使得全体GPS用户从恢复L2载波信号相位中获得的好处是较发射前加密P编码信号的性能更好。
如同在已有技术的那样，本发明的技术并没有绕过P编码加密。加密的目的是“反欺骗”的措施。那些负责管理GPS机构主要关心的问题之一是某些人可以产生与正确的信号相同格式的伪信号，因为它们发源于其他地点并包含其他错误数据，这项信号将欺骗军事用户，给它们错误的位置信息。P编码信号的加密有效地防止了这种未授权行为。本发明提供了一种技术，使得系统的非军事用户对L1和L2信号比较满意但不会受加密的“反欺骗”的影响。本发明允许系统的被动用户在允许P编码加密时实现改进的勘查设备性能，但是本发明无法对P编码信号进行解密并且无助于任何人寻找产生的伪信号。
为了避免不必要的复杂性，在说明书中省略了GPS接收机的普通特征。例如，如前述专利中所述的当P编码未加密时，需要并行接收机路径。而且，需要多个L1/L2接收机信道来处理同时来自多颗卫星的信号，如前面专利所述。
本发明与已有技术相比，具有多个优点。特别是一个实施例涉及的是在以优化线性方式交叉相关L1和L2信号的接收机中P编码相关之后采用加密速率带通滤波器，因此提高了信噪比。一些揭示的数字实施例采用加密间隔下L1和L2信号的数字交叉相关和数字平方，并提供超过模拟平方和交叉相关的优越性。
虽然本发明可以作各种修改、改动，但是本发明的范围由后面所附权利要求限定。
权利要求
1.一种处理全球定位系统中接收的信号的方法，它生成频率等于经过加密P编码信号调制的L1与L2载波信号之差的载波差信号，其特征在于包含以下步骤接收多颗卫星中的每一颗发射的L1和L2信号，该信号包含称作P编码的伪随机码序列的加密形式；独立地产生未加密的P编码伪随机码序列的副本；使包含加密P编码序列的每个接收的L1和L2信号与本地产生的P编码序列副本相关以获得具有包含表示接收的加密P编码序列与本地产生的P编码序列之间定时关系的峰值的频谱的两个最终信号；对来自相关步骤的每个最终信号进行带通滤波；在带通滤波之后对最终的信号进行交叉相关以获得频率等于(L1-L2)并具有较好信噪比的最终信号；以及对产生P编码序列副本的步骤进行控制以使频谱的峰值最大。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于控制P编码序列副本产生的副本包括获得表示卫星伪范围的定时信息。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于带通滤波相关步骤结果的步骤是在带宽为±fnull/2的频谱内进行的，这里±fnull定义了频谱内一级零点的位置。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于带通滤波相关步骤结果的步骤是在介于10兆赫与25千赫之间的带宽内进行的。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于带通滤波相关步骤结果的步骤是在500千赫左右的带宽内进行的。
6.对于在全球定位系统(GPS)接收机中使用的加强精度导出(L1-L2)载波信号的装置，其特征在于包括接收天线，用于接收多颗卫星中的每一颗发射的GPS L1和L2信号，该信号包含作为P编码的伪随机码序列的加密形式；两个P编码发生器，用于独立地产生未加密的P编码伪随机码序列的副本；两个相关器电路，用于使包含加密P编码序列的每个接收的L1和L2信号与本地产生的P编码序列副本相关；两个带通滤波器，用于对来自相关电路的每个最终信号进行带通滤波；交叉相关器电路，用于对相关和经过滤波的信号进行交叉相关以获得频率等于(L1-L2)并具有较好信噪比的最终信号。
7.如权利要求6所述的装置，其特征在于进一步包含电路，用于产生P编码定时控制信号以调整L1和L2的P编码发生器的时序。
8.一种处理全球定位系统(GPS)中接收的信号的方法，它恢复经过加密P编码信号调制的L2载波信号，其特征在于包含以下步骤接收多颗卫星中的每一颗发射的信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列的加密形式；将接收的信号转换为数字形式；独立地产生未加密的P编码伪随机码序列的副本，副本包含同相和正交成份；使接收到的数字形式的加密P编码序列与本地产生的P编码序列副本的同相(I)和正交(Q)成份相关以获得相关加密和未加密P编码信号的一系列I和Q样本；在前面由加密时间周期确定的时间周期内积分I和Q样本以获得相继的I和Q值；以及数字平方由积分步骤获得的I和Q数值以获得与加密无关的I和Q值。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于进一步包含以下步骤采用前后编码误差信号以控制产生P编码序列副本的步骤。
10.对于在全球定位系统(GPS)接收机中使用的用于导出加强精度的L2载波信号的装置，其特征在于包括接收天线，用于接收多颗卫星中的每一颗发射的GPS信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列的加密形式；模数转换器，用于将所有接收的信号转换为数字形式；数字P码发生器，用于独立地产生包含同相(I)和正交(Q)成份的P编码伪随机编码序列的数字副本；数字相关器电路，用于使接收的加密P编码序列与本地产生的P编码序列副本的同相(I)和正交(Q)成份相关；两个积分和转储电路，用于在对应前面确定的加密P编码信号的加密间隔的时间间隔内产生的相继I和Q数值；以及数字平方电路，用于平方由相继的I和Q数值表示的相关信号以获得信噪比较高的L2载波信号。
11.如权利要求10所述的装置，其特征在于进一步包含数字信号处理电路，包括矢量点积电路，用来产生控制信号以调整数字P编码生成器定时从而使L2载波信号的输出最大并获得表示每颗卫星伪范围的信号。
12.一种处理全球定位系统中接收的信号的方法，它生成频率等于经过加密P编码信号调制的L1与L2载波信号之差的载波差信号，其特征在于包含以下步骤接收多颗卫星中的每一颗发射的L1和L2信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列的加密形式；将接收的信号转换为数字形式；独立地产生未加密的P编码伪随机码序列L1和L2的分离的数字副本，副本包含同相(I)和正交(Q)成份；使接收的包含加密P编码序列的L1和L2信号与本地产生的P编码序列副本的I和Q成份相关以获得两个与L1有关的最终的I和Q信号以及两个与L2有关的最终的I和Q信号；在加密时间间隔内分别积分两对最终的信号以获得对应接收的L1信号的I1和Q1信号以及对应接收的L2信号的12和Q2信号；对最终的I1/Q1和12/Q2信号进行数字交叉相关以获得频率等于(L1-L2)并具有较好信噪比的最终信号；以及控制数字产生P编码序列副本的步骤以保持与接收的P编码序列同步。
13.一种处理全球定位系统(GPS)中接收的信号的装置，它生成频率等于经过加密P编码信号调制的L1与L2载波信号之差的载波差信号，其特征在于包含天线装置，用于接收多颗卫星中的每一颗发射的L1和L2信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列的加密形式；用于将接收的信号转换为数字形式的装置；用于独立地产生未加密的P编码伪随机码序列L1和L2的分离的数字副本的装置，副本包含同相(I)和正交(Q)成份；用于使接收的包含加密P编码序列的L1和L2信号与本地产生的P编码序列副本的I和Q成份相关的装置，从而获得两个与L1有关的最终的I和Q信号以及两个与L2有关的最终的I和Q信号；用于在加密时间间隔内分别积分两对最终的信号以获得对应接收的L1信号的I1和Q1信号以及对应接收的L2信号的12和Q2信号的装置；对最终的I1/Q1和12/Q2信号进行数字交叉相关以获得频率等于(L1-L2)并具有较好信噪比的最终信号的装置；以及用于控制数字式产生P编码序列副本的步骤以保持与接收的P编码序列同步的装置。
14.一种检测和补偿接收到的全球定位系统(GPS)P编码信号中的跟踪误差的方法，其特征在于包含以下步骤接收多颗卫星中的每一颗发射的信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列的加密形式；将接收的信号转换为数字形式；通过使接收的信号与本地产生的P编码序列相关导出包含成份I和Q的数字载波信号；产生数字P编码前后信号，它表示接收的P编码信号的相对定时，并包含同相和正交成份；使接收到的数字形式的加密P编码序列与数字P编码前后信号的同相和正交成份数字相关以从数字相关的结果中获得一系列同相和正交样本；在前面确定为加密时间间隔的时间间隔内积分同相和正交样本以获得相继的I前后(IEL)和Q前后(QEL)数值；数字计算由IEL和QIEL定义的P编码前后信号与I和Q定义的载波信号的矢量点积以获得P编码跟踪误差信号；以及控制产生P编码前后信号的步骤以使P编码跟踪误差为零。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于计算矢量点积的步骤包括计算量(I.IEL＋Q.QEL)。
16.如权利要求14所述的方法，其特征在于相对于接收的L1 GPS信号完成各步骤；以及所述方法进一步包含一系列相对于接收的L2 GPS信号完成的同样步骤。
17.用于检测和补偿接收的全球定位系统(GPS)中的跟踪误差的装置，其特征在于包含天线装置，用于接收多颗卫星中的每一颗发射的信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列的加密形式；用于将接收的信号转换为数字形式的装置；用于通过使接收的信号与本地产生的P编码序列相关导出包含成份I和Q的数字载波信号的装置；用于产生数字P编码前后信号的装置，所述信号表示接收的P编码信号的相对时序；用于将数字P编码前后信号分解为同相和正交成份的装置；用于使接收到的数字形式的加密P编码序列与数字P编码前后信号的同相和正交成份数字相关以从数字相关的结果中获得一系列的同相和正交样本的装置；用于在前面确定为加密时间间隔的时间间隔内积分同相和正交样本以获得相继的I前后(IEL)和Q前后(QEL)数值的装置；用于数字计算由IEL和QIEL定义的P编码前后信号与I和Q定义的载波信号的矢量点积以获得P编码跟踪误差信号的装置；以及用于控制产生P编码前后信号的步骤以使P编码跟踪误差为零的装置。
18.一种用于检测和补偿接收的全球定位系统(GPS)中的跟踪误差的方法，其特征在于包含以下步骤接收多颗卫星中的每一颗发射的信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列和另一种称为C/A编码的伪随机码序列的加密形式；通过使接收的信号与本地产生的C/A编码序列相关导出包含成份I和Q的数字载波信号；采用载波跟踪环路跟踪载波信号，从而在采用载波跟踪的C/A编码时提高了载波信噪比；以及借助P编码跟踪环路控制C/A编码的定时。
19.一种处理全球定位系统中接收的信号的方法，它生成频率等于经过加密P编码信号调制的L1与L2载波信号之差的载波差信号，其特征在于包含以下步骤接收多颗卫星中的每一颗发射的L1和L2信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列的加密形式；将接收的信号转换为数字形式；独立地产生未加密的P编码伪随机编码序列的L1和L2分离的数字副本，它包含同相(I)和正交(Q)成份；产生C/A编码序列的副本；使C/A编码序列的副本与接收的L1信号相关以使载波跟踪L1信号；使P编码序列的副本分别与接收的L1和L2信号相关以提供L1和L2信号的编码跟踪；使得从相关获得的I1/Q1和12/Q2信号与P编码序列的副本数字交叉相关以获得频率为(L1-L2)并具有较高信噪比的载波信号；以及通过将取自交叉相关步骤的(L1-L2)载波信号与取自L1载波跟踪的L1载波信号组合对L2信号进行载波跟踪。
20.一种处理全球定位系统中接收的信号的方法，它生成频率等于经过加密P编码信号调制的L1与L2载波信号之差的载波差信号，其特征在于包含以下步骤接收多颗卫星中的每一颗发射的L1和L2信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列的加密形式；将接收的信号转换为数字形式；独立地产生未加密的P编码伪随机码序列的L1和L2分离的数字副本，它包含同相(I)和正交(Q)成份；产生C/A编码序列的副本；使C/A编码序列的副本与接收的L1信号相关以使载波跟踪L1信号；使P编码序列的副本分别与接收的L1和L2信号相关以提供L1和L2信号的载波跟踪；数字平方相关的L2信号以提供信噪比相对较高的L2相位测量；以及使相关的L1和L2信号数字交叉相关以分辨由数字平方获得的L2相位测量中的半周期模糊性。
21.一种处理全球定位系统中接收的信号的方法，由于采用了频率等于经过加密P编码信号调制的L1与L2载波信号之差的载波差信号，所以提高了处理速度，其特征在于包含以下步骤本地产生两个分离的P编码副本；采用P编码副本来分别辅助L1和L2信号的编码跟踪；本地产生C/A编码副本；采用C/A编码副本来跟踪L1载波信号；交叉相关L1和L2信号以获得信噪比高于分别用于分辨全周期模糊性的二个载波之一的信噪比；以及采用(L1-L2)信号来跟踪L2载波信号。
22.一种处理全球定位系统中接收的信号的方法，由于采用了频率等于经过加密P编码信号调制的L1与L2载波信号之差的载波差信号，所以提高了处理速度，其特征在于包含以下步骤本地产生两个分离的P编码副本；采用P编码副本来辅助在分离的跟踪环路中的L1和L2信号的编码跟踪；本地产生C/A编码副本；采用C/A编码副本来跟踪L1载波信号；平方L2载波信号以消除加密P编码信号的影响并获得频率为2L2的信号，其中L2信号的相位由2L2相位的一分为二获得；交叉相关L1和L2载波信号以获得L1-L2差信号；从L1-L2差信号导出极性信号，由此可以确定L2相位测量的半周期模糊性。
23.如权利要求22所述的方法，其特征在于交叉相关步骤是其中一个L1和L2载波信号的直接交叉相关；以及所述方法进一步包括在L1和L2交叉相关之前采用从L1和L2的分离编码跟踪环路导出的定时信息调整L1相对L2的相位的步骤。
24.如权利要求23所述的方法，其特征在于通过在多阶移位寄存器中移位L1和L2载波信号中的一个以提供可变的延迟并在分离跟踪环路的定时信号下控制延迟量来完成调整L1相对L2相位的步骤。
25.如权利要求22所述的方法，其特征在于交叉相关步骤是其中一个编码辅助交叉相关，其中交叉相关的L1和L2信号由L1和L2的分离的编码跟踪环路导出。
26.一种用于检测和补偿接收的全球定位系统(GPS)中的跟踪误差的方法，其特征在于包含以下步骤接收多颗卫星中的每一颗发射的L1和L2信号，该信号包含称为P编码的伪随机码序列，它可能是加密形式，以及另一种称为C/A编码的伪随机码序列，其时序与P编码相干的；通过使接收的信号与本地C/A编码发生器提供的C/A编码序列相关导出包含成份I和Q的数字载波信号；采用包含本地C/A编码发生器的载波跟踪环路来跟踪接收的载波信号，从而在采用载波跟踪的C/A编码时提供了高于采用P编码进行载波跟踪时的信噪比的载波信号；用包含本地P编码发生器的载波跟踪环路来跟踪接收的P编码序列，从而在采用P编码时由于P编码序列变化更快并且精度编码更高所以提供了更好的编码跟踪；以及在来自P编码跟踪环路的信号下控制C/A编码发生器的C/A编码的定时。
全文摘要
本发明提供一种处理全球定位系统中接收的信号的方法，它包含的步骤有接收多颗卫星中的每一颗发射的L1和L2信号；独立地产生P编码伪随机码序列的副本；使包含加密P编码序列的每个接收的L1和L2信号与本地产生的P编码序列副本相关；对来自相关步骤的每个最终信号进行带通滤波；在带通滤波之后对最终的信号进行交叉相关以获得频率等于(L1-L2)并具有较好信噪比的最终信号，对产生P编码序列副本的步骤进行控制。
文档编号G01S1/00GK1149361SQ95192875
公开日1997年5月7日 申请日期1995年4月24日 优先权日1994年5月2日
发明者C·R·坎恩, R·G·基冈, J·E·奈特, T·A·斯坦瑟尔 申请人:He控股股份有限公司以休斯电子的名义营业