电流ID。上升时，稳定水平126、128的持续时间缩短，这可缩短可在其中执行次级电流13的测量的周期。在一些实例中，当DC电流Idc上升过高时，稳定水平126、128消失。调制或以其它方式改变驱动电压V D以维持稳定水平126、128。当DC电流Idc上升时，次级电流18也上升。次级电流I s的上升引起驱动电压Vd的上升以便维持稳定水平126、128。
[0024]当DC电流Idc下降时，次级电流I s也下降，这导致稳定水平周期％的增大。稳定水平周期％的增大并非所需要的且可在较大程度上归因于高驱动电压VD，高驱动电压Vd消耗不需要的功率。传感器300通过在次级电流Is下降时减小驱动电压Vd来克服此问题。因此，传感器300不消耗在次级电流13为低时产生高驱动电压Vd所需的功率。
[0025]在其它实施例中或除上文描述的实例之外，电压供应302可响应于次级电流13改变驱动电压Vd的频率。举例来说，当次级电流I s为低时，可增大驱动电压V D的频率，这是因为使次级电流达到稳定水平126、128需要更少的时间。当次级电流Is为高时，可减小驱动电压Vd的频率以便提供供次级电流I s达到稳定水平126、128的时间。
[0026]可采用各种方法来监视次级电流13且改变驱动电压VD。在一些实例中，驱动电压Vd的振幅与次级电流I s直接相关。举例来说，驱动电压Vd为次级电流I s的函数，例如线性函数。在其它实例中，比例因子乘以次级电流Is或驱动电压VD。因此，次级电流Is的增大或降低导致驱动电压Vd的成比例增大或降低。相同的情形可适用于其中响应于次级电流15改变驱动电压V D的频率的实例。
[0027]图4为双芯电流传感器400的实例的更详细示意图。电流传感器400包含第一变压器T2及第二变压器T3。第一变压器T2具有与第二变压器T3的初级406串联耦合的初级404。待测量的DC电流(ID。)流动通过两个变压器T2、T3的初级404、406。传感器400包含第一驱动器410及第二驱动器414，第一驱动器410耦合到第一变压器T2的次级412且第二驱动器414耦合到第二变压器T3的次级416。如图4中展示，变压器T2、T3经配置使得其磁化相反。第一变压器Τ2的次级412具有响应于DC电流Idc而流动通过其中的第一次级电流IS1。类似地，第二变压器T3的次级416具有响应于DC电流Idc而流动通过其中的第二次级电流Is2。
[0028]第一驱动器410包含与晶体管Q2串联耦合的晶体管Q1。图4中描述的晶体管用作开关且可使用其它开关机构来代替晶体管。晶体管Ql及晶体管Q2在节点NI处耦合，节点NI耦合到第一变压器T2的次级412。晶体管Q1、Q2的栅极通过反相器420耦合。因此，晶体管Ql、Q2处于相反状态(开或关)。反相器420的输入及晶体管Q2的栅极耦合到时钟422，时钟422产生与图2A的时钟信号相同或类似的时钟信号。图4的实例中的时钟信号以工作循环D操作，工作循环D可为50%且具有足以切断及接通晶体管的振幅。基于所述电路，晶体管Q2以工作循环D操作且晶体管Ql以工作循环1-D操作。如上文描述，在一些实例中工作循环D为50%，所以工作循环1-D也为50%。
[0029]第二驱动器414类似于第一驱动器410且包含在节点N2处串联耦合的晶体管Q3及晶体管Q4。节点N2耦合到第二变压器T3的次级416。晶体管Q3、Q4的栅极通过反相器424耦合。反相器424的输入及晶体管Q3的栅极耦合到时钟422。因此，晶体管Q2及Q3一起接通及切断且晶体管Ql及Q4 —起接通及切断。结果是:一个变压器通过DC电流Idc充电且同时复位另一变压器。
[0030]驱动器410、414耦合到产生正驱动电压V+及负驱动电压V-的动态电压供应430，其中响应于变压器T2、T3的次级电流IS1、Is2设置驱动电压V+、V-的振幅及/或频率。如由驱动器410、414的配置展示，变压器T2、T3的次级412、416具有施加到其的正驱动电压V+或负驱动电压V-。更具体来说，当节点NI耦合到正驱动电压V+时，节点N2耦合到负驱动电压V-，且反之亦然。因此，在某一时间仅有一个变压器处于饱和。在电压供应430与节点N1、N2之间可存在某种损失，然而，在此实例中，认为驱动电压V+、V-施加到节点N1、N2而不考虑任何损失。
[0031]次级412、416耦合到桥434，桥434耦合到分流电阻器Rs。第一次级电流Isi及第二次级电流Is2流动通过桥434且产生跨越分流电阻器R s的分流电压V s,分流电压Vs指示次级电流131、132且/或与次级电流I 31、132成比例。分流电阻器1耦合到取样及保持电路440，取样及保持电路440在图4的实例中包含开关SWl及电容器Cl。开关SWl的状态由时钟422及延迟442控制。延迟442使得能够在精确时间取样跨越分流电阻器Rs的分流电压\。在一些方面中，延迟是动态的，这是因为其响应于时钟422的频率而变化以实现稳定水平期间的取样。如上文描述，取样在次级电流IS1、Is2的稳定水平期间发生，这提供对DC电流Idc的准确测量。当开关SWl闭合时，通过电容器Cl取样及保持跨越感测电阻器Rs的感测电压Vs。
[0032]跨越电容器Cl的电压为电流传感器400的输出电压VTOT。将输出电压Vtm反馈到电压供应430，其中电压供应430响应于输出电压V-而调制或改变驱动电压V+、V-。图4的实例包含由放大器448提供的比例因子K，放大器448在将输出电压Vqut输入到电压供应430之前按比例调整输出电压VTOT。次级电流IS1、Is2与驱动电压V+、V-之间的关系是实质上线性的，所以样本K值可用作放大器448的放大率。更具体来说，变压器T2、T3的主要参数为饱和泄漏，饱和泄漏本质上为非时变且非温变的。次级412、416中的电阻为非时变且温度相依的，但温度变化的影响是无关紧要的且仅影响驱动损失而不影响准确度。因此，因为饱和电感的影响是最重要的，所以仅使用增益因子K及固定初始电压VO (下文描述)的线性近似校正函数通常足以操作传感器400。
[0033]图4的传感器400的实例包含添加到到电压供应430的反馈的初始电压VO。初始电压VO为致使电压供应430在DC电流1%最小或不存在时产生驱动电压V+、V-的最小电压输入。在未添加初始电压VO的情况下，驱动电压V+、V-可下降到在DC电流Idc下降或不存在时阻止电流传感器400正确操作的电平。在一些实例中，最小驱动电压Vd由次级412、416中的绕组的电阻确定。
[0034]图5为具有单芯或变压器T4的电流传感器500的实例的示意图。不同于上文描述的电流传感器，电流传感器500不是双向的且仅测量在一个方向上流动的DC电流IDC。电流传感器500具有单个变压器T4，所以DC电流Idc仅流动通过所述一个变压器T4的初级502。变压器T4的次级504的一侧耦合到分流电阻器Rs，分流电阻器Rs将次级电流I s转换成分流电压Vs。通过电压测量装置510测量分流电压Vs。如上文描述，在次级电流Is的稳定水平期间执行电压测量。电压测量装置510具有提供指示DC电流ID。的信号(例如，电压)的输出。所述输出耦合到正电压供应514及负电压供应516，正电压供应514供应正驱动电压V+且负电压供应516供应负驱动电压V-。在一些实例中，正电压供应514及负电压供应516为如图3中展示的单个电压供应。
[0035]次级504的另一侧、正电压供应514及负电压供应516耦合到驱动电路520。驱动电路520包含在节点N4处耦合的晶体管Q5及晶体管Q6，节点N4耦合到变压器T4的次级504。晶体管Q5耦合到正驱动电压514且晶体管Q6通过限流器522耦合到负电压供应516。在一些实例中，将限流器522设置为约等于变压器T4的饱和电流的电流值。
[0036]晶体管Q5、Q6的栅极由产生如图2A中展示的方波的时钟526驱动。时钟526耦合到晶体管Q5的栅极且通过反相器528耦合到晶体管Q6的栅极。因此，使用工作循环D驱动晶体管Q5的栅极且使用工作循环1-D驱动晶体管Q6的栅极。在图5的实例中，工作循环D为50 %，所以以同一工作循环驱动晶体管Q5、Q6。
[0037]电流传感器500在持续时间D期间使用正驱动电压V+驱动变压器T4的次级504