器的输出信号和第二模 数转换器的输出信号的相减而生成。
[0027] 此外，根据本发明提供了一种包括至少两个检测器元件的功率计。每一个检测器 元件包括充电电容器并生成输出电压。为了计算交变电输入信号的电功率，充电电容器的 电容根据交变电输入信号的频率改变（例如通过连接另外的电容器）。
[0028] 根据本发明的这一实施方式具有的优点在于：通过充电电容器的频变 (frequency-dependent)的实施方式，检测器元件的截止频率被移动，以检测低频功率。
[0029] 下面，通过示例性实施方式基础上的示例更详细地解释了本发明。在该上下文中， 各种元件可以以过简单的方式存在。相同的附图标记指代本发明的相同的器件。
【附图说明】
[0030] 图中显示:
[0031] 图1为根据现有技术的理想功率计的功能电路图；
[0032] 图2为根据现有技术的功率计的简化的电路框图；
[0033] 图3为根据本发明的功率计的第一示例性实施方式的电路原理图；
[0034] 图4为检测器元件的等效电路图和两个相量图；
[0035] 图5为图3中示出的功率计的第一示例性实施方式的详细的电路框图；
[0036] 图6为根据本发明的图5的功率计的可替选的实施方式；
[0037] 图7为根据本发明的图5和图6的功率计的可替选的实施方式；
[0038] 图8a为根据本发明的图7的功率计的可替选的实施方式；
[0039] 图8b为模拟平方单元的示例性实施方式；
[0040] 图9为根据本发明的图7和图8的功率计的可替选的实施方式；
[0041] 图10为根据本发明的图7至图9的功率计的可替选的实施方式；
[0042] 图11为根据本发明的功率计的第二示例性实施方式。
【具体实施方式】
[0043] 图1示出了根据申请人的实验室中的当前内部状态的理想功率传感器的简化后 的功能电路图。理想功率计吸收并测量作为整体供给到测量输入端的功率P。供给的功率 P为所有的局部信号的功率总和，也就是，例如分别来自输入信号的所有谱线的测量信号 7 (它的谐波和叠加宽带噪声）的总和。
[0044] 测量信号7通常为电压u或电流i或波（如高频技术和微波技术中常规的）。在 功率计1中，功率检测器2用来检测供给的功率p。用于检测电功率p的所有测量原理在 数学上可以通过施加的交变信号7的平方3来表示。平方单元3的输出信号为与交变信号 7的瞬时电功率成比例的值并包含各个频率分量。对于电功率的计算，在施加的交变信号7 的双倍信号频率以及频率混合的两种频率的总和的情况下，不需要更高的频率分量。它们 包含冗余信息，并因此通过低通滤波器4来抑制。功率检测器2的去除了这些分量的输出 信号对应于包络功率8。包络功率8为在高频信号7的一个周期上的功率p。包络功率8 与施加的信号电压或各个信号电流7的包络的平方成比例。
[0045] 对于许多应用来说比包络功率8更显著的平均值8a、平均值8b可以由积分器5通 过包络功率8的积分形成。最常规的平均值为由足够长时间常数τ形成的平均功率值8。 在具有明显的时间结构的信号7 (例如突发信号或时分多路信号，简称为TDMA信号）的情 况下，在信号同步端口处的功率测量是优选的。为了从施加的测量信号7确定信号功率8b 的绝对电平，通常需要考虑了功率检测器2的灵敏度的比例因子K。为此，在根据图1的图 像中提供了比例单元6。
[0046] 图2示出了根据申请人的实验室中的先前内部状态下的功率计的简化后的电路 框图。在该情况下，在吸收并精确地功率评估高频测量值7中，通过高频功率检测器2提供 了关键作用。因此，低通滤波器4从测量值过滤频率分量，该频率分量传输对于待检测的电 功率p多余的功率幅值。再次，可以在低通滤波器4的输出端拾取施加的交变信号值7的 包络功率8。
[0047] 为了计算平均功率值8a，根据图2提供数字信号处理。最初，用数字信号处理通 过模数转换器（analog-digitalconverter，简称为ADC) 11实施包络功率信号8的模数转 换。在ADC11的输出端提供功率值单元12。
[0048] 在该情况下，图2显示了简化后的功率计。特别是，没有显示可替选的测量路径、 触发控制、斩波单元（choppingunit)和获取控制二重采样（acquisition-controlled doublesampling，简称为ACDS)。
[0049] 图3示出了本发明的第一示例性实施方式。由检测器二极管％、检测器二极管^和 充电电容器Cu、充电电容器形成的检测器元件示出了对于低电平（例如小于_20dBm)， 差分输出电压对于输入信号的功率的线性相关。这意味着输出电压与高频输入幅度的平方 成比例。如图1和图2所示，功率检测器2从而对应于平方单元3和低通滤波器4。该功率 检测器2从输入信号7生成两个调制或未调制的输出电压^和u2。一方面，所检测的电压 1^和u2在功率计1中求和，另一方面，它们还相减。电压u挪u2的总和Σ(共模分量）与 电压uJPu2的差值△(差模分量）形成用于待检测的电功率p的基础，这是因为现在观察 到了功率检测器2中的可检测的电压Ul、电压1!2的共模分量和差模分量。为了将功率检测 器2与其它上游电路模块解耦合，在示例性实施方式中提供了耦合电容器Ck，该耦合电容器 Ck也可以省略。
[0050] 高频信号在检测器中整流并映射到差模分量上。在检测器的输入端的低频电压在 输出端再次出现为共模分量。通过在功率计算中考虑了共模分量，故实现了尤其在低频的 测量值7的情况下发生的测量误差的补偿，从而获得实际功率p(例如施加的输入信号7的 包络功率8、平均功率值8a等）。
[0051] 参照图4更详细地解释数学背景。该背景在此处通过施加的电压u解释。
[0052] 图4示出了两个检测器元件中的一个检测器元件I，其包括检测器二极管和充电 电容器Cu的串联电路。在该情况下，输入电压由二极管电压uv和充电电容器电压u& 一起的向量总和组成。未示出由整流产生的电压分量（尤其是双倍信号频率的DC电压分 量和AC电压分量）。由于作为检测器元件1的整流二极管在其特性的二次区域中作用几 乎近似于线性电阻器R0,因而根据图4的两个相量图应用。检测器时间常数τ等于二极管 的零点电阻R0和充电电容器(^的电容的乘积。
[0053] 图4的上相量图适用于高频输入电压其中此处检测器二极管中的压降uv明显 地大于例如在下相量图中的检测器二极管中的压降。因此，对于相对于交变高通滤波器的 截止频率的高频，忽略在电容器Cu&下降的AC电压分量导致非常小的误差。
[0054] 此外，图4中的下相量图适用于其频率设置在交变高通滤波器的截止频率的区域 内的输入电压I，充电电容器Cu中的整个输入电压u^在交变高通滤波器处由于充电电容 器Cu的现在剧烈下降的阻抗值Xc而不再下降。忽略该电压分量uv会导致相当大的测量 误差但是根据本发明得以避免。
[0055] 根据本发明，为了这一目的利用了下面的数学关系。不管输入电压uj勺 频率f多大，^和^的向量总和总是Up因此对于两个相量图，毕达哥拉斯定理 (Pythagoras'theorem)由于u。（或者各自的uj相对于uv的正交性而适用于输入电压ue:
[0056] uj2= |ucl|2+|uv|2
[0057] 关于参考阻抗Z。，因此下面的公式适用于功率p:
[0058]
[0059] 其中，根据目前的现有技术，忽略压降并且在充电电容器(^中，采用以下公式作 为用于施加的输入电压的平均功率值：
[0060；
[0061] 对于非常高频的测量值7,通过与二极管Vi、二极管￥2的线性等效电阻R0相比，功 率检测器2