D-M0SFET 300例如包括p型衬底301、n型外延层302,p型阱303、沟道区304,p型体区、与P型体区相邻的η型源极区、栅极区、以及η型漏极区等，其中附图标记S、G和D分别表示引出的源极、栅极和漏极。该LD-M0SFET可以被用于例如图1中的感测M0SFET120和功率MOSFET 130。在考虑LD-M0SFET的源极区和漏极区上的金属电极的情况下，MOSFET的直流模型包括与源极区上的金属电极相关的源极金属电阻器R1、与漏极区上的金属电极相关的漏极金属电阻器R2、与图3(a)中的长度1^相关的N阱电阻器R3、以及一个固有的低耐压MOSFET Ml (由图3中的η型源极区、Ρ型阱303和η型外延层302构成)，其中Ν阱电阻器的存在使得LD-M0SFET具有高的耐压。如图3(b)所示，源极金属电阻器R1、漏极金属电阻器R2、Ν阱电阻器R3和MOSFET Ml串联连接在一起。换言之，除了源极和漏极上的金属电极以外，LD-M0SFET的直流模型可以包括MOSFET和N阱电阻器。
[0040]通过对某特定工艺的W = 200mm的LD-M0SFET 300进行仿真，本发明人发现:当MOSFET 300工作在线性区域中时，源极金属电阻器R1和漏极金属电阻器R2大约贡献了该MOSFET的总导通电阻&_的1/8，而N阱电阻器R3贡献了更大的电阻；而当MOSFET 300工作在饱和区域中时，其固有的MOSFET Ml，即该固有的MOSFET Ml的宽度W将支配该MOSFET300的电流/电压(I/V)特性。
[0041]例如，对于图1所示的电路，当图1中的两个MOSFET 120和130都工作在线性区域中时，它们各自的源极金属电阻器R1、漏极金属电阻器R2和N阱电阻器R3将起支配作用，从而使得与工作在饱和区域中不同，这两个MOSFET的电流比值并不是这两个MOSFET的宽度与长度之比(W/L)，即并不是这两个MOSFET的宽度比(因为MOSFET的长度L是固定的)。因此，应当考虑这些电阻器的匹配性。此外，本发明人通过实验还发现，LD-M0SFET的单位指状分支宽度越大，该MOSFET的N阱电阻器R3就越大，其中MOSFET的单位指状分支宽度被定义为LD-M0SFET的宽度(即，固有MOSFET的宽度)/指状分支数。
[0042]图4示出了通过对图1所示的电路进行仿真所获得的图1中的功率MOSFET的电流与感测MOSFET的电流之比。在该仿真中，功率MOSFET的宽度W = 200mm,而指状分支数ng = 200 ;第一感测MOSFET的宽度W = 20 μ m，而指状分支数ng = 2 ;第二感测MOSFET的宽度W = 2mm，而指状分支数ng = 2，其中将第一感测MOSFET和第二感测MOSFET分别用作图1中的感测MOSFET 120。
[0043]图4中的曲线A示出了在将直流扫描电压VDS施加在功率MOSFET的漏源电极之间且保持功率MOSFET的栅极与源极之间的电压VGS(例如，1.2V)不变时所获得的功率MOSFET的电流与第二感测MOSFET的电流之间的比值，而图4中的曲线B示出了在将扫描电压VDS施加在功率MOSFET的漏源电极之间且保持功率MOSFET的栅极与源极之间的电压VGS(例如，1.2V)不变时所获得的功率MOSFET的电流与第一感测MOSFET的电流之间的比值。
[0044]从图4的曲线A可以清楚地看出，由于第二感测MOSFET与功率MOSFET具有相同的单位指状分支宽度(其中功率MOSFET的单位指状分支宽度=ff/ng = 200mm/200 = 1mm，而第二感测MOSFET的单位指状分支宽度=ff/ng = 2mm/2 = 1mm)，因此在整个扫描电压VDS范围内，功率MOSFET的电流与第二感测MOSFET的电流之间的比值基本是恒定的。请注意:在曲线A的上升阶段，电流比值从大约97.3变化到大约100.2，变化率仅为2.9805%，这是比较小的。
[0045]与之相比，如图4的曲线B所示，由于第一感测MOSFET的单位指状分支宽度10 μ m不同于功率MOSFET的单位指状分支宽度1mm，因此二者的N阱电阻器不匹配。相应地，在扫描电压VDS增大时，电流比值从8862变化到10410，变化率为17.4678%，这是相当大的。最终的电流比值是两个MOSFET的宽度比，原因在于这两个MOSFET都将工作在饱和区域中而饱和MOSFET的电流取决于其固有MOSFET的宽度。
[0046]根据上述仿真结果，可以发现:当LD-M0SFET工作在线性区域中时，具有较大单位指状分支宽度的LD-M0SFET具有较大的N阱电阻器。这是在低VDS时电流比值比较小的根本原因。
[0047]此外，本发明人还注意到:当两个LD-M0SFET都工作在线性区域中时，即便两个MOSFET都被施加了相同的漏源电压VDS，但是由于它们的N阱电阻器不匹配，因此这两个LD-M0SFET的固有MOSFET的漏源电压不同，这也将引起电流比的不匹配。此外，在功率MOSFET的栅源电压VGS变化时，这种情形将变得更加严重，这是因为其固有的MOSFET的导通电阻Rdson与栅源电压VGS有关。
[0048]图5示出了在保持图1中的功率MOSFET的漏源电压VDS不变(例如，VDS = 2V)时对功率MOSFET的栅源电极进行DC扫描所得到的仿真结果，其中图5中的曲线A示出了流过W = 200mm、ng = 200的功率MOSFET的电流与流过W = 2mm、ng = 2的感测MOSFET的电流之间的比值，而图5中的曲线B示出了流过W = 200mm、ng = 200的功率MOSFET的电流与流过W = 20 ym、ng = 2的感测MOSFET的电流之间的比值。
[0049]由于 W = 200mm、ng = 200 的功率 MOSFET 和 W = 2mm、ng = 2 的感测 MOSFET 在单位指状分支宽度方面的匹配性好，因此流过它们的电流比值基本是恒定的或者变化很小。与之相比，由于W = 200mm、ng = 200的功率MOSFET和W = 20 μ m、ng = 2的感测MOSFET在单位指状分支宽度方面的匹配性差，因此流过它们的电流的比值随着VGS的增大而减小。
[0050]根据上述研究，本发明人发现两个LD-M0SFET在线性区域中的不匹配是由于其N阱电阻器的不匹配。显然，解决上述不匹配的方案是采用两个具有相同单位指状分支宽度的M0SFET。例如，在图1的电路中，采用具有相同的单位指状分支宽度的功率MOSFET和感测M0SFET，并且采用电阻值小的金属电阻器来作为分流电阻器。
[0051]然而，这种技术方案具有以下缺陷:(a)需要额外的布线工作；(b)由于金属电阻器的电阻值较小，因此该金属电阻器上的电压降落较小，这给运算放大器电路的设计带来了难度；以及(c)虽然可以通过微调来解决金属电阻器的工艺偏差问题，但是无法解决由于该金属电阻器的温度系数而带来的偏差。
[0052]为此，本实用新型提出了一种新的用于功率LD-M0SFET器件的电流感测装置。
[0053]下面，将结合附图来详细描述本实用新型的各个实施例。
[0054]图6示出了根据本实用新型的第一实施例的用于功率LD-M0SFET器件的电流感测装置600的示意图。如图6所示，在感测MOSFET 620的漏极处增加了一个与其自身类型相同的补偿MOSFET 610，补偿MOSFET 610的漏极与功率MOSFET 630的漏极D连接在一起，并且省去了分流电阻器，从而使得感测MOSFET 620的源极与功率MOSFET的源极连接在一起。此外，感测MOSFET 620的栅极与功率MOSFET的栅极连接在一起，其中补偿MOSFET 610、感测 MOSFET 620、以及功率 MOSFET 630 都是 LD-M0SFET 器件。
[0055]本实用新型的创新性构思在于使用补偿MOSFET的N阱电阻器来对功率MOSFET和感测MOSFET 二者的N阱电阻器在线性区域中的差异(即，功率MOSFET和感测MOSFET 二者的漏极端寄生电阻差)进行补偿。由于补偿MOSFET与感测MOSFET具有相同类型的N阱电阻器，因此它们的N阱电阻器在工艺偏差和温度系数方面都表现出良好的一致性结果，从而能够对功率MOSFET和感测MOSFET 二者的N阱电阻器在线性区域中的差异进行补偿。显然，电阻器不能被用于替代该补偿M0SFET，这是因为电阻器和感测MOSFET在工艺偏差和温度系数方面不能表现出良好的一致性变化。
[0056]请注意:补偿MOSFET的栅极电压优选大于等于一个由MOSFET的栅源电极的耐压所决定的特定值，以使其固有MOSFET的导通电阻尽可能地小。在图6中，可以将例如3.3V的供电电压施加在补偿MOSFET的栅极上。
[0057]图7示出了通过仿真所获得的图6中的功率MOSFET的电流与感测MOSFET的电流之间的比值。
[0058]通过图7示出的仿真结果，可以清楚地看出根据本实用新型的第一实施例的电流感测装置的显著优点。
[0059]具体而言，图7中的曲线C示出了通过对图6所示的电流感测装置进行仿真所获得的功率MOSFET的电流与感测MOSFET的电流之比。在该仿真中，功率MOSFET的宽度W =200mm，而指状分支数ng = 200 ;感测MOSFET的宽度W = 20 μ m，而指状分支数ng = 2 ;并且补偿MOSFET的宽度W = 60 μ m，而指状分支数ng = 6。请注意:在上述示例中，感测MOSFET和补偿MOSFET具有相同的单位指状分支宽度10 μ m，但是这并不构成对本实用新型的任何限制；相反这仅仅是一个示例。申请人指出，根据本实用新型，可以基于感测MOSFET和功率MOSFET的N阱电阻器在线性区域中的差异来选择合适的补偿M0SFET。具体而言，可以通过仿真来选择合适的补偿M0SFET。
[0060]为了便于比较，将图1所示电路的对应仿真结果(参见图4)拷贝在图7中。换言之，图7中的曲线A和B分别对应于图4中的曲线A和B。