专利名称：具有线性模式和开关模式的直流/直流转换器控制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种直流/直流转换器的控制器，特别是一种同时具有线性模式和开关模式的直流/直流转换器的控制器。
背景技术：
目前，很多电子设备中都用道一个或多个直流/直流转换器，例如掌上电脑、手机、个人助理(PDA)以及其他便携的和不便携的各种电子设备等等。直流/直流转换器用来将一个输入的直流电压转换成另一个校准的直流电压，而在一般的电子设备里面，直流/直流转换器则需要应付各种不同的负载，比如直流/直流转换器的负载可能从一个相对低的负载变成一个相对高的负载。这种高低负载的差别可能来自于一个应用程序、系统或者是用户的需要。
不同的直流/直流转换器适合不同的负载。线性模式稳压器是直流/直流转换器的一种，它更适合于低的负载。线性模式稳压器会监控输出电压的变化并发出一个控制信号给晶体管，以保持输出电压在一个期望的数值。低压降稳压器(LDO)是线性模式稳压器的一种，它能够以相对低的压降和相对低的噪声给低的负载提供电能。开关模式稳压器是另一种直流/直流转换器，这种稳压器通过转变至少一个直流/直流转换器的晶体管的开关来保持输出电压的恒定。这样的开关模式稳压器可以在高负载情况下，以相对高的功率提供一个相对高的输出电压。
为了能够满足因环境不同而时高时低的负载要求，通常的做法是使用类似LDO的稳压器来满足低负载的要求而使用另一个单独的稳压器(比如一个直流/直流转换器)以适应高的负载，根据环境的不同在两个稳压器之间转换。这种方法的缺陷是显而易见的，它同时需要两个稳压器，而且需要其他的元件来在这两个稳压器之间转换，这样就增加了成本。
因此，需要一种同时具有线性模式和开关模式的直流/直流转换器。
发明内容
本发明提供了一种直流/直流转换器的控制器，该控制器包括线性模式控制电路和开关模式控制电路。线性模式控制电路提供一个第一控制信号给直流/直流转换器的晶体管，晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，控制直流/直流转换器的输出电压。开关模式控制电路提供一个第二控制信号给直流/直流转换器的晶体管，晶体管响应该第二控制信号工作在开关模式工作，控制直流/直流转换器的输出电压。线性模式控制电路和开关模式控制电路其中之一根据控制器接收到的使能信号控制晶体管。
本发明提供了一种直流/直流控制器。该直流/直流控制器包括至少一个晶体管和一个用来控制该晶体管的控制器。该控制器包括线性模式控制电路和开关模式控制电路。线性模式控制电路产生一个第一控制信号，晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，控制直流/直流转换器的输出电压。开关模式控制电路产生一个第二控制信号，晶体管响应该第二控制信号工作在开关模式工作，控制直流/直流转换器的输出电压。线性模式控制电路和开关模式控制电路其中之一根据控制器接收到的使能信号控制晶体管。
图1所示为一个普通的使用直流/直流转换器的电子设备的示意图；图2所示为本发明的一个直流/直流转换器的示意图；图3所示为本发明的一个直流/直流转换器的电路图；图4所示为比较器的输入输出信号示意图；图5所示为驱动器的示意图；图6所示为过压/欠压保护电路的示意图；图7所示为产生使能信号电路的示意图；图8所示为另一个产生使能信号电路的示意图；图9所示为直流/直流转换器的模拟效果图；图10所示为模拟效果图在某一时间点的放大图；图11所示为模拟效果图在另一时间点的放大图；图12所示为在线性模式和开关模式之间切换的流程图。
具体实施例方式
图1所示的电子设备100包括一个电源102、一个直流/直流转换器104和一个负载106。电子设备100可以是多种多样的，比如笔记本电脑、手机、个人数字助理等等。电源102是一个类似电池的各种电源，比如一个锂电池，它为直流/直流转换器提供一个未稳压的直流电压(Vin)。直流/直流转换器为负载106提供一个稳定的输出直流电压(Vout)。做为一个示意图，图1仅示出了一个直流/直流转换器104和一个负载106，实际上电子设备100可以包含多个直流/直流转换器以适应多个负载。
图2所示为本发明的直流/直流转换器104的示意图。该直流/直流转换器包含一个控制器201，用于控制至少一个晶体管Q1的状态以控制直流/直流转换器的输出直流电压。晶体管Q1可以是各种类型的晶体管。图中控制器201包括一个线性模式控制电路202和一个开关模式控制电路204。这里所述的电路可以由例如单个或多个电子元器件、硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或存储有指令的固件组成。无论是线性模式控制电路202还是开关模式控制电路204都可以在不同的、不相重复的时间间隔内根据终端212的使能信号来控制晶体管Q1的状态。
当使能信号为0，开关模式控制电路204将失效而不给晶体管Q1提供任何控制信号。相反，此时线性模式控制电路202将开始起作用，线性模式控制电路202响应使能信号，关闭开关SW来控制晶体管Q1的状态。当开关SW关闭，线性模式控制电路202将给晶体管Q1提供一个第一控制信号(例如hdr_ldo)，晶体管Q1响应该第一控制信号开始工作在线性区，控制直流/直流转换器的输出电压。该第一控制信号可以是一个相应的电压信号。
当使能信号为1，开关模式控制电路204开始起作用，同时发出一个第二控制信号给晶体管Q1。此时倒相器209的输出将变为0，开关SW打开，这样线性模式控制电路将不再起作用。当晶体管Q1接收到来自开关模式控制电路204发出的第二控制信号之后，晶体管Q1开始通过ON和OFF的转换来控制直流/直流转换器的输出电压。一个代表当前输出电压的反馈信号被提供给线性模式控制电路202和开关模式控制电路204，线性模式控制电路202和开关模式控制电路204通过将反馈信号和参考电压做比较，发出第一控制信号和第二控制信号。
图3中的直流/直流转换器104a对图2中直流/直流转换器104进行了细化。控制器201a包括一个低压将稳压器(LOD)电路202a，用来实现线性模式控制电路202的功能；还包括一个脉宽调制(PWM)电路204a，用来实现开关模式控制电路204的功能。作为一个实施例，图3所示的脉宽调制电路204a实现的是一个电压控制模式异步PWM控制器的功能。开关模式控制电路204也可包括其他类型的控制器，例如电流控制模式控制器、同步控制器或者脉冲频率调制控制器等等，当然也不限于此。晶体管Q1可以是一个P型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或者PMOS管，根据状态信号(en)的不同，利用自己的门电极接收来自LOD电路202a的第一控制信号或者来自PWM电路204a的第二控制信号。
当使能信号为0，驱动器316变成高阻状态，此时PWM电路204a失去作用。LOD电路202a则通过关闭开关SW，将控制信号(hdr_ldo)发送给PMOS晶体管Q1的控制终端。LOD电路202a发出的控制信号(hdr_ldo)可以是一个模拟电压信号，晶体管Q1响应该控制信号，从而工作在线性区，通过控制电流的多少来调整输出电压Vout。晶体管Q1在LOD电路202a的控制之下工作在线性区，直流/直流稳压器将方便的输出一个非常低波纹的电压，同时控制器201a也消耗的一个低的静态电流。
LOD电路202a包括一个放大器322用于误差放大。放大器322的倒相输入端接收一个代表当前输出电压Vout的反馈信号。反馈信号包括一个电压值V1，它是通过由电阻Rb1和Rb2组成的电阻网络328对Vout进行分压而得来的。放大器322的非倒相输入端接收一个参考电压信号，该参考电压可以有多种来源，举个例子，比如能带隙电路。
直流操作时，放大器322对参考电压信号和电压值V1的差值进行误差放大，通过关闭的开关SW发出一个适当的输出控制信号(hdr_ldo)给晶体管Q1。晶体管Q1响应该控制信号，工作在线性区，同时通过调整输出电压Vout，尽可能使电压误差信号紧接于零。
举个例子，如果终端336处的输出电压Vout超过了预期的电压值，相应的反馈电压值V1也会增大。此时，放大器322的两个输入端将会有电压差，该电压差使得放大器322输出一个控制信号(hdr_ldo)给晶体管Q1，晶体管Q1将降低电流以降低输出电压Vout。相反的，如果终端336处的输出电压Vout低于预期的电压值，相应的反馈电压值V1也会降低。该电压差使得放大器322输出一个控制信号(hdr_ldo)给晶体管Q1，晶体管Q1将增大电流以增大输出电压Vout。
当使能信号为1，驱动器316将导通，PWM电路204a发出的PWM控制信号(hdl)将得以传送给晶体管Q1。此时倒相器209的输出将变为0，开关SW打开，这样从LOD电路202a发出的控制信号(hdr_ldo)将被有效地阻止。POMS晶体管Q1响应PWM控制信号(hdl)开始循环通过ON和OFF的转换来调整输出电压。因此当使能信号为1时，控制器201a的以PWM控制器的方式工作，而PMOS晶体管Q1在晶振314发出的斜坡信号的作用下，类似于一个有确定频率的开关，能够提供大于90％的高效率。
PWM电路204a包括一个误差放大器310、一个产生斜坡信号的晶振314、一个比较器312、一个补偿电容Cc和电阻Rc以及一个驱动器316。误差放大器310的倒相输入端接收一个表示当前终端336处的输出电压的反馈信号，非倒相输入端接收一个来自终端334的参考电压信号，误差放大器310根据他们之间的差值产生一个比较信号。比较器312的非倒相输入端接收该比较信号，倒相输入端接收一个来自晶振314的斜坡信号，比较器312产生一个基于该比较信号和斜坡信号的交叉点的占空比的输出PWM信号342(pwm_in)。
控制器201a还可以包括一个过压/欠压保护电路326，用来保护直流/直流转换器以防止过压或者欠压状态的产生。控制器201a还可以包括一个软启动电路332。
图4所示为输入到比较器312的非倒相输入端的比较信号402和输入到比较器312的倒相输入端的斜坡信号404(来自于图3中的晶振314)。随着比较信号402值的升高和降低，比较信号402和斜坡信号的交叉点随之变化。比较器312输出的结果pwm_in信号342的又一个脉冲宽度和一个基于该交叉点的占空比。当比较信号降低，pwm_in信号342的占空比就会降低，而当比较信号升高，pwm_in信号342的占空比就会提高。驱动器316接受pwm_in信号342，产生一个输出PWM信号(hdr)给PMOS晶体管Q1，该输出PWM信号(hdr)是pwm_in信号342的反转信号，如图4所示。
图5所示为PWM电路204a中驱动器316的示意图。驱动器316包括多个反向转换器502、506、508、510、514、516、518、一个NOR门504，一个NAND门512和晶体管Q2、Q3。晶体管Q2可以是一个PMOS管，晶体管Q3可以是一个N型金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或者NMOS管。
当使能信号为0，反向转换器502的输出为1。NOR门504的一个输入为1，其输出也为0。这样，反向转换器506的输出则为1，而反向转换器508的输出为0，从而反向转换器510的输入为1。本实施例中晶体管Q2是一个PMOS管，PMOS管响应反向转换器510的输出1从而状态变为OFF。同时，当使能信号为0时，NAND门512的输出为1，这样反向转换器514的输出则为0，反向转换器516的输出为1，而反向转换器518的输入为0。本实施例中晶体管Q3是一个NMOS管，在反向转换器518的作用下，晶体管Q3的状态也是OFF。由于当使能信号为0时，提供hdr控制信号的一对晶体管PMOS晶体管Q2和NMOS晶体管Q3都是OFF，没有输出信号hdr给驱动器316a的终端522。因此，当使能信号为0时，驱动器316a将失去作用。换句话说，当使能信号为0时，驱动器316a将呈高阻状态。
当使能信号为1，hdr信号将会是pwm_in信号的反转信号，如图4所示。pwm_in信号可能是0或者1。当pwm_in信号为1同时使能信号为1时，NOR门504的输出为0，这样，反向转换器506的输出则为1，而反向转换器508的输出为0，从而反向转换器510的输入为1。PMOS管响应反向转换器510的输出1从而状态变为OFF。同时，当pwm_in信号为1同时使能信号为1时，NAND门512的3个输入都为1，这时其输出为0。这就使得反向转换器518的输出为1，从而NMOS晶体管Q3的状态为0N。
当pwm_in信号为0同时使能信号为1时，NAND门512的输出为1，从而反向转换器518的输出为0，NMOS晶体管Q3响应反向转换器518的输出，其状态变为OFF。此时，NOR门504的3个输入都为0，这样NOR门504的输出为1，从而反向转换器510的输入为0。PMOS管响应反向转换器510的输出从而状态变为ON。因此，当使能信号为1时，hd r信号将会是pwm_in信号的反转信号，而当使能信号为0时，驱动器316a将失去作用。
图6所示为图3所示过压/欠压保护电路326的示意图。通常，如果没有检测到过压或着欠压的情况，图3中的comp和hdl_lod将不会被补偿。当检测发现有欠压情况，comp将会被上拉而hdl_lod信号将会被下拉，从而抬高输出电压Vout。当检测发现有过压情况，comp将会被下拉而hdl_lod信号将会被上拉，从而压低输出电压Vout。
过压/欠压保护电路326a包括两个比较器602和604。欠压比较器602对代表当前输出电压的反馈信号(fb)和一个欠压阀值作比较。如果反馈信号高于欠压阀值，比较器602输出一个信号0；如果反馈信号等于或低于欠压阀值，比较器602输出一个信号1。同样的，过压比较器604对反馈信号和一个过压阀值作比较。如果反馈信号低于过压阀值，比较器604输出一个信号0；如果反馈信号等于或高于过压阀值，比较器604输出一个信号1。
在工作期间，当使能信号为1(此时PWM电路204a有效)同时反馈信号高于欠压阀值而低于过压阀值，比较器602和604的输出都为0。从而NAND门606的输出为1。PMOS管Q4响应该信号，状态变为OFF。这时反向转换器608的输出为1，从而NAND门610的输出为0。这样，NMOS管Q5的状态也变为OFF。因此，在这种情况下将没有任何补偿提供给comp信号。
同样在工作期间，当使能信号为0(此时LDO电路202a有效)同时反馈信号高于欠压阀值而低于过压阀值，比较器602和604的输出都仍然为0。这样，NOR门612的两个输入都为0，从而其输出为1。PMOS管Q6响应该信号，状态为OFF。这时NOR门620的输出为0，NMOS管Q7响应该信号，状态也为OFF。因此，在这种情况下将没有任何补偿提供给hdr_lod信号。
当使能信号为1(此时PWM电路204a有效)，同时反馈信号低于欠压阀值，比较器602的输出则为1。这时NAND门606的两个输入都为1，因而其输出为0。PMOS管Q4响应该信号，状态变为ON从而上拉comp信号至comph。通过将信号comp信号上拉至comph，pwm_in信号的占空比将会变大，这样就可以提高输出电压值和反馈电压值。
当使能信号为1(此时PWM电路204a有效)，同时反馈信号高与过压阀值，比较器604的输出则为1。从而反向转换器608的输出为0。NAND门610的输入一个为1一个为0，其输出为1。NMOS管Q5响应该信号，状态变为ON，从而下拉comp信号至compl。通过将信号comp信号下拉至compl，pwm_in信号的占空比将会变小，这样就可以降低输出电压值和反馈电压值。
当使能信号为0(此时LDO电路202a有效)，同时反馈信号高与过压阀值，比较器604的输出则为1。NOR门612的输入一个为1一个为0，其输出为0。PMOS管Q6响应该信号，状态变为ON，从而上拉hdr_lod信号至hdr_lodh，这样就可以降低输出电压值和反馈电压值。
使能信号为0(此时LDO电路202a有效)，同时反馈信号低于欠压阀值，比较器602的输出则为1。由于D触发器616的输出QN也是1，因而NAND门618的输出就为0。这样，NOR门的两个输入都为0，其输入为1。NMOS管Q7响应该信号，状态变为ON，从而下拉hdr_lod信号至hdr_lodl，这样就可以提高输出电压值和反馈电压值。
过压/欠压保护电路326a同样可以实现控制器201的平滑变换，包括从线性模式切换到开关模式和从开关模式切换到线性模式。通常，在线性模式和开关模式的切换期间，反馈控制回路能够足够快的将输出电压Vout维持在过压和欠压阀值之间。然而，如果切换过程中伴随的瞬时的大负载致使输出电压Vout高于过压阀值或者低于欠压阀值，控制器201将会利用过压/欠压保护电路326a强制comp或者hdr_lod信号达到某一电压值并且工作在滞后工作模式。
“滞后”这一概念也可以用来描述比较器的工作。一个理想的比较器在两个输入相等的情况下(例如Vinp和Vinm)会在ON和OFF之间循环切换。“滞后比较器”可以避免比较器在这种情况下的振荡。“滞后比较器”在两个输入相等的情况下，例如Vinp＝Vinm时，输出为0，而在Vinp＝Vinm+ΔV的情况下输出为1，这里的ΔV可以是Vinm的一小部分。
上面提到的“滞后工作模式”和滞后比较器的工作有点类似。举个例子，当图3所致直流/直流转换器104a的被图6所示的过压/欠压保护电路326a所控制，其输出电压Vout可能不会达到理想的设置电压。而Vout有一个非零的峰峰值ΔV，ΔV的值由阀值确定ΔV＝ov_th-uv_th。
因此，过压/欠压保护电路326a可以对代表直流/直流转换器输出电压的反馈电压和过压阀值作比较(例如通过图6所示的比较器604)，也可以对代表直流/直流转换器输出电压的信号和欠压阀值作比较(例如通过图6所示的比较器602)。当代表直流/直流转换器输出电压的信号大于过压阀值时，过压/欠压保护电路326a能够使输出电压达到一个期望的电压值。而当代表直流/直流转换器输出电压的信号小于欠压阀值时，过压/欠压保护电路326a也能够使输出电压达到一个期望的电压值。这就确保了在线性模式和PWM模式切换过程中，该输出电压保持在一个由过压阀值和欠压阀值定义的范围之内。
D触发器616有一个重起信号(resetn)输入。重起信号可以避免在软起动过程中，输出电压从大约0伏特启动并上升到校准输出电压过程中出错。在这样的软起动情况下，初始的低输出电压可能会触发NMOS管Q7变为ON。D触发器响应重起信号，QN管脚输出为0，这样NAND门618的输出为1，而NOR门620的输出为0，从而保持NMOS管Q7的状态为OFF。因此，过压/欠压保护电路326a能够在输出电压从大约0伏特启动并上升到期望/校准输出电压过程中识别软启动状态。过压/欠压保护电路326a还能够有效地使比较器602在软启动状态下停止工作，从而避免在软启动状态下出错。
使能信号可以由多种来源提供。图7所示的使能信来源为一个微型控制器702。一旦用户按下了电源按钮704，微型控制器702就会被打开。
图8所示为具体描述了另一个响应变化负载的使能信号的实施例。感应电阻802用于感应负载电流，其两端的压降和负载电流成比例。由于感应电阻的阻值非常小，其两端的压降也非常小，这就需要感应放大器804来对其进行放大，产生一个能代表负载电流的电压值Vi1。比较器806对Vi1和一个参考电压ref1进行比较，产生一个使能信号。如果Vi1大于参考电压ref1，比较器806产生的使能信号为0；如果Vi1小于参考电压ref1，比较器806产生的使能信号为1。换句话说，当负载是一个相对比较重的负载时控制器，控制器控制PWM电路204a来维持高功率；当负载是一个相对比较轻的负载时，控制器控制LDO电路202a来提供低噪声输出。
图9所示为图3所示的直流/直流转换器104a的模拟结果。线条902表示使能信号(en)，线条904表示直流/直流转换器的负载电流(从1mA到100mA)，线条906表示直流/直流转换器的输出电压Vout，而线条908表示发送给PMOS管Q1控制终端的门驱动信号。在t0和t1期间，使能信号902为0，此时控制器201a工作在LOD模式，LDO电路202a提供门驱动信号给PMOS管Q1。在此期间，负载电流904相对较小，保持在1mA。而输出电压906则一直保持在3.3V。在此期间LDO电路202a发送给PMOS管Q1的门驱动信号908也一直保持稳定。
t1时，使能信号由0变为1，指示晶体管由LOD模式切换到PWM模式，改由PWM电路204a代替LDO电路202a给PMOS管Q1提供门驱动信号。代表补偿电容Cc电压值的comp信号低于某一电压值(例如1V)，在此情况下，产生的pwm_in信号342的占空比为0。同样的，在t1和t1期间，产生的用于控制PMOS管Q1门的hdr信号为1。而在t1和t1期间，随着负载电流的增大，输出电压906也随之降低。
在t时2，comp信号达到了阀值(例如1V)，一旦comp信号达到了阀值，pwm_in信号342的占空比开始增大，这样，在t2-t3期间内，驱动器316产生的hdr信号产生振荡(可参见图10)。输出电压开始增大并慢慢接近期望的3.3V。在此期间，由于PMOS管Q1的循环开关。输出电压有一些波纹。
在t3时，使能信号由1变为0，指示控制器由PWM模式切换到LOD模式，改由LOD电路202a代替PWM电路204a给PMOS管Q1提供门驱动信号(例如hdr_lod信号)。在t3-t4期间，随着负载电流904的下降，门驱动信号908也随之增大，以使输出电压906保持在校准的3.3V。
图10所示为图9所示控制器201a从LOD模式切换到PWM模式期间(t2前后)的模拟结果的放大图；图11则为图9所示控制器201a从PWM模式切换到LOD模式期间(t3前后)的模拟结果的放大图。
众所周知，LOD设计的一个大的挑战在于在一个宽范围的负载电流之下环路的稳定性。在轻负载的情况下稳定的LOD有可能在重负载的情况下变得不稳定。这就要求增加一些成本和复杂性来对LOD进行补偿。例如，使用图2所示的电容C1和相匹配的串联电阻来达到补偿的目的。这就要求在电路中多加入一个电容C1和相匹配的串联电阻，而且将影响到输出电压Vout的瞬时效应。其他的在电路中加入元器件的补偿方法也同样会增加LOD的成本。
表1所示为一个LOD分别在轻负载(实例中为1mA)和重负载(实例中为100mA)情况下的交流分析。如表1所示，在轻负载情况下，LDO有足够的78.5882度的相位余量，而在重负载情况下，LOD的相位余量是个负数。这个LOD需要一些补偿来在重负载情况下达到稳定。
有利的是，本发明图3所示的控制器201a仅在轻负载情况下需要LDO电路202a工作，而在重负载情况下则切换到PWM电路204a工作。因此，LOD电路202a仅仅需要少量的花费和复杂性来进行补偿就可以稳定的工作，而控制器201a则能够在一个宽范围的负载电流下保持稳定。
图12所示为一个操作步骤1200。步骤1202包括在一个第一时间段给直流/直流转换器提供一个第一控制信号，该第一控制信号由线性模式控制电路提供，晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，控制直流/直流转换器的输出电压。步骤1204包括在一个第二时间段给直流/直流转换器提供一个第二控制信号，该第二控制信号由开关模式控制电路提供，晶体管响应该第二控制信号工作在开关模式工作，控制直流/直流转换器的输出电压。
简单地说，本发明提供了一种直流/直流转换器的控制器，该控制器包括线性模式控制电路和开关模式控制电路。线性模式控制电路提供一个第一控制信号给直流/直流转换器的晶体管，晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，控制直流/直流转换器的输出电压。开关模式控制电路提供一个第二控制信号给直流/直流转换器的晶体管，晶体管响应该第二控制信号工作在开关模式工作，控制直流/直流转换器的输出电压。线性模式控制电路和开关模式控制电路其中之一根据控制器接收到的使能信号控制晶体管。
本发明提供了一种直流/直流控制器。该直流/直流控制器包括至少一个晶体管和一个用来控制该晶体管的控制器。该控制器包括线性模式控制电路和开关模式控制电路。线性模式控制电路产生一个第一控制信号，晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，控制直流/直流转换器的输出电压。开关模式控制电路产生一个第二控制信号，晶体管响应该第二控制信号工作在开关模式工作，控制直流/直流转换器的输出电压。线性模式控制电路和开关模式控制电路其中之一根据控制器接收到的使能信号控制晶体管。
有利的是，本发明提供了一种包括一个线性模式控制电路和开关模式控制电路的控制器。这样，习惯上需要两个控制器和两个直流/直流转换器而本发明只需要一个控制器和一个直流/直流转换器。这样就降低了成本。控制器能够在线性模式和开关模式之间切换，有效地利用了两种模式的优点。具体而言，线性模式电路包括一个LOD电路，控制器就可以在轻负载情况下在LDO模式下工作。这样，噪声也降低了。开关模式电路包括一个PWM电路，控制器就可以在重负载情况下，为直流/直流控制器的晶体管提供一个PWM信号，在PWM模式下工作。这样，就可以在高负载情况下提供高的功率。另外，如果LOD电路仅仅在低负载情况下工作，就省去了昂贵且复杂的补偿。而这些昂贵且复杂的补偿重负载情况下是必须的。
本文所用的术语和词组只是用于描述，但并不限制此。在术语和词组的使用中，不排斥任何拥有本文所显示和描述的特征(或部分特征)的等同物。并且，应该明白在权利要求的范围内存在各种可能的修改。也存在着其他修改、变化和替换。因此，权利要求旨在涵盖所有的等同物。
权利要求
1.一种直流/直流转换器的控制器，其特征在于，所述控制器包括线性模式控制电路，所述线性模式控制电路发送一个第一控制信号给所述直流/直流转换器的晶体管，所述晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，以控制所述直流/直流转换器的输出电压；开关模式控制电路，所述开关模式控制电路发送一个第二控制信号给所述直流/直流转换器的晶体管，所述晶体管响应该第二控制信号，通过转换开关状态控制所述直流/直流转换器的输出电压，所述线性模式控制电路和所述开关模式控制电路其中之一根据所述控制器接收到的使能信号控制所述晶体管。
2.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述开关模式控制电路包括脉宽调制电路，所述第二控制信号包括一个脉宽调制信号，所述晶体管响应该脉宽调制信号打开和关闭。
3.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述开关模式控制电路包括一个驱动器响应所述使能信号来提供所述第二控制信号，当使能信号为第一状态时，驱动器提供所述第二控制信号，当使能信号为第二状态时，驱动器不提供所述第二控制信号。
4.根据权利要求3所述的控制器，其特征在于，所述驱动器的末端有一个第一晶体管和第二晶体管，所述第一和第二晶体管在所述第二状态下响应所述使能信号关闭，以使所述驱动器的所述终端在使能信号在所述第二状态下时不发出所述第二控制信号。
5.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述线性模式控制电路包括一个低压降稳压电路，所述第一控制信号包括一个模拟电压信号。
6.根据权利要求5所述的控制器，其特征在于，当所述使能信号表示所述直流/直流转换器的负载电流小于一个阀值时，低压降稳压电路发出所述模拟电压信号给所述晶体管；当所述使能信号表示所述直流/直流转换器的负载电流高于或等于所述阀值时，开关模式控制电路发出所述第二控制号给所述晶体管。
7.根据权利要求1所述的控制器，其特征在于，所述控制器进步一包括一个保护电路，所述保护电路接收一个表示所述直流/直流转换器输出电压的信号，将该信号与一个欠压阀值作比较，当该信号小于该欠压阀值时，所述保护电路给所述晶体管发送一个一个驱动信号；所述保护电路同时将该信号与一个过压阀值作比较，当该信号大于该过压阀值时，所述保护电路给所述晶体管发送一个驱动信号。
8.一种直流/直流转换器，其特征在于，所述直流/直流转换器包括至少一个晶体管和一个控制该晶体管的控制器，所述控制器包括线性模式控制电路，所述线性模式控制电路发送一个第一控制信号给所述直流/直流转换器的晶体管，所述晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，以控制所述直流/直流转换器的输出电压；开关模式控制电路，所述开关模式控制电路发送一个第二控制信号给所述直流/直流转换器的晶体管，所述晶体管响应该第二控制信号，通过转换开关状态控制所述直流/直流转换器的输出电压，所述线性模式控制电路和所述开关模式控制电路其中之一根据所述控制器接收到的使能信号控制所述晶体管。
9.根据权利要求8所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述开关模式控制电路包括脉宽调制电路，所述第二控制信号包括一个脉宽调制信号，所述晶体管响应该脉宽调制信号打开和关闭。
10.根据权利要求8所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述开关模式控制电路包括一个驱动器响应所述使能信号来提供所述第二控制信号，当使能信号为第一状态时，驱动器提供所述第二控制信号，当使能信号为第二状态时，驱动器不提供所述第二控制信号。
11.根据权利要求8所述的直流/直流转换器，其特征在于，所述线性模式控制电路包括一个低压降稳压电路，所述第一控制信号包括一个模拟电压信号。
12.根据权利要求8所述的直流/直流转换器，其特征在于，当所述使能信号表示所述直流/直流转换器的负载电流小于一个阀值时，低压降稳压电路发出所述模拟电压信号给所述晶体管；当所述使能信号表示所述直流/直流转换器的负载电流高于或等于所述阀值时，开关模式控制电路发出所述第二控制号给所述晶体管。
13.一种控制直流/直流转换器的方法，其特征在于，所述方法包括步骤在一个第一时间给直流/直流转换器的晶体管提供一个第一控制信号，该第一控制信号由一个控制器的线性模式控制电路提供，所述晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，控制所述直流/直流转换器的输出电压。在一个第二时间给直流/直流转换器的晶体管提供一个第二控制信号，该第二控制信号由所述控制器的开关模式控制电路提供，所述晶体管响应该第二控制信号开关和断开，控制所述直流/直流转换器的输出电压。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述开关模式控制电路包括脉宽调制电路，所述第二控制信号包括一个脉宽调制信号，所述晶体管响应该脉宽调制信号打开和关闭；所述线性模式控制电路包括一个低压降稳压电路，所述第一控制信号包括一个模拟电压信号。
15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括步骤将一个表示所述直流/直流转换器输出电压的反馈信号和一个阀值作比较，当该反馈信号低于该阀值时，选择所述线性模式控制电路产生所述第一控制信号给所述直流/直流转换器的晶体管；当该反馈信号高于或等于该阀值时，选择所述开关模式控制电路产生所述第二控制信号给所述直流/直流转换器的晶体管。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，当所述第一控制信号被选择提供给所述直流/直流转换器的晶体管时，使所述开关模式控制电路失效。
17.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括步骤将一个表示所述直流/直流转换器输出电压的信号与一个过压阀值作比较；将所述表示所述直流/直流转换器输出电压的信号与一个欠压阀值作比较；当所述表示所述直流/直流转换器输出电压的信号大于所述过压阀值时，压低所述输出电压到一个期望的电压值；当所述表示所述直流/直流转换器输出电压的信号小于所述欠压阀值时，抬高所述输出电压达到所述期望的电压值，以确保在所述第一时间和第二时间之间切换期间，所述输出电压保持在由所述欠压阀值和所述高压阀值确定的范围之内。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，所述方法进一步包括步骤在所述输出电压从大约0V上升到所述期望的电压的过程中识别软启动状态；在所述软启动状态下，使所述表示所述直流/直流转换器输出电压的信号与所述欠压阀值的比较无效，避免错误的欠压判断。
全文摘要
本发明提供了一种直流/直流转换器的控制器，该控制器包括线性模式控制电路和开关模式控制电路。线性模式控制电路提供一个第一控制信号给直流/直流转换器的晶体管，晶体管响应该第一控制信号工作在线性区，控制直流/直流转换器的输出电压。开关模式控制电路提供一个第二控制信号给直流/直流转换器的晶体管，晶体管响应该第二控制信号工作在开关模式工作，控制直流/直流转换器的输出电压。线性模式控制电路和开关模式控制电路其中之一根据控制器接收到的使能信号控制晶体管。
文档编号G05F1/56GK1767338SQ200510116610
公开日2006年5月3日 申请日期2005年10月26日 优先权日2004年10月26日
发明者亚力山德鲁·哈图拉, 卢纯, 石游玉, 康斯坦丁·布克 申请人:美国凹凸微系有限公司