低噪声带隙基准输出电压建立电路的制作方法

本发明涉及一种集成电路技术领域，尤其涉及一种低噪声带隙基准输出电压建立电路。

背景技术：

目前，在集成电路设计中，带隙基准电路常用于提供精准的电压或者电流。以提供精准参考电压的低噪声带隙基准电路为例，为例减少输出电压的噪声成分，常常在输出电压处接上旁路大电容。但随之而来的，需要输出端有较大的驱动能力，否则输出电压的建立时间将会大大延长，这不利于在高速高精度应用中使用低噪声的带隙基准电路。专利201210013734.4《一种用于提供低噪声带隙基准电压源的电路》，其原理示意图如图1所示。在开启基准电压源的同时，快速启动电路产生一个较短的固定时间可调的开启信号给mp2，开启一条快速通道，加快电容c1的充电。随后快速通道关闭，输出参考电压达到目标值。

现有的方案存在以下缺陷：

倘若带隙基准电路所能提供的电流比较小，即使快速通道的电阻很小，输出电压的建立时间也无法达到很小。

技术实现要素：

为了克服现有技术的不足，本发明的目的在于提供低噪声带隙基准输出电压建立电路，其能解决现有的带隙基准电路提供电流小，输出电压建立时间长的技术问题。

本发明采用如下技术方案实现：

低噪声带隙基准输出电压建立电路，包括ptat电流产生电路、零温度系数电压产生电路、低噪声带隙基准电压输出电路和补充电流产生电路，所述ptat电流产生电路用于产生ptat电流至零温度系数电压产生电路，零温度系数电压产生电路用于将ptat电流镜像到电路中，并调节电路中的调节电阻，以使输出电压的温度系数为零，低噪声带隙基准电压输出电路用于将来自零温度系数电压产生电路的输出电压处理为参考电压进行输出，补充电流产生电路用于检测参考电压电位的高低以快速产生补充电流给低噪声带隙基准电压输出电路充电。

进一步地，所述ptat电流产生电路包括pmos管mp1、pmos管mp2、晶体管q1、晶体管q2、电阻r1和运算放大器opamp1，所述电阻r1的一端和pmos管mp2的漏极均连接运算放大器opamp1的同相输入端，运算放大器opamp1的反相输入端、晶体管q1的发射极均与pmos管mp1的漏极连接，pmos管mp1的源极与pmos管mp2的源极连接，pmos管mp1的栅极连接pmos管mp2的栅极，电阻r1的另一端连接晶体管q2的发射极，晶体管q2的集电极、晶体管q1的基极、晶体管q2的基极均接地；运算放大器opamp1的输出端连接pmos管mp2的栅极；pmos管mp2的源极和pmos管mp2的栅极均与零温度系数电压产生电路连接。

进一步地，所述零温度系数电压产生电路包括pmos管mp3、晶体管q3、电阻r2，所述pmos管mp3的栅极连接pmos管mp2的栅极，pmos管mp3的源极连接pmos管mp2的源极，pmos管mp3的漏极通过电阻r2连接晶体管q3的发射极，晶体管q3的集电极和基极均接地，pmos管mp3的集电极连接低噪声带隙基准电压输出电路。

进一步地，所述低噪声带隙基准电压输出电路包括运算放大器opamp2、由若干个电阻依次串联形成的串联电阻支路以及电容c1，所述运算放大器opamp2的同相输入端连接pmos管mp3的集电极，运算放大器opamp2的反相输入端、串联电阻支路的一端和电容c1的一端均与运算放大器opamp2的输出端连接，串联电阻支路的另一端，电容c1的另一端均接地，所述串联电阻支路中任意相邻的两个电阻之间、以及电容c1的一端均输出参考电压。

进一步地，所述补充电流产生电路包括pmos管mp4至pmos关mp8、nmos管mn1至nmos管mn5，所述pmos管mp4的发射极、nmos管mn4的集电极、pmos管mp5的发射极均与pmos管mp6的发射极连接，pmos管mp4的的集电极连接pmos管mp7的发射极连接，pmos管mp7的集电极、nmos管mn4的栅极均与nmos管mn1的集电极连接，nmos管mn1的栅极连接参考电压，nmos管mn4的发射极连接nmos管mn2的集电极，pmos管mp5的栅极连接nmos管mn3的栅极，pmos管mp5的集电极、pmos管mp6的栅极以及pmos管mp8的栅极均与nmos管mn3的集电极连接，pmos管mp8的集电极连接参考电压，pmos管mp8的发射极、pmos管mp6集电极均通过电阻r3接地，pmos管mp7的栅极、nmos管mn1的发射极、nmos管mn2的栅极、nmos管mn2的发射极、nmos管mn3的发射极均接地。

相比现有技术，本发明的有益效果在于：.

本发明通过设置补充电流产生电路的设置，对参考电压进行检测，低于设定值才提供电流，以减小延时，加快电路电压达到设定值，从而加快其他需要低噪声带隙基准电路提供精准输出电压的电路的启动。在带隙基准电路输出电压达到较大值时，停止给电容供电，并且快速电流提供电路处于低功耗状态。

附图说明

图1为现有技术的基准输出电压建立结构图；

图2为本发明的低噪声带隙基准输出电压建立电路的模块结构图；

图3为本发明的ptat电流产生电路、零温度系数电压产生电路、低噪声带隙基准电压输出电路的电路结构图；

图4为本发明的补充电流产生电路的电路结构图。

图5为本发明的两种输出参考电压的瞬态响应示意图。

具体实施方式

下面，结合附图以及具体实施方式，对本发明做进一步描述，需要说明的是，在不相冲突的前提下，以下描述的各实施例之间或各技术特征之间可以任意组合形成新的实施例。

如图2所示，本发明提供了低噪声带隙基准输出电压建立电路，包括ptat电流(proportionaltoabsolutetemperature，与绝对温度成正比)产生电路、零温度系数电压产生电路、低噪声带隙基准电压输出电路和补充电流产生电路，所述ptat电流产生电路用于产生ptat电流至零温度系数电压产生电路，零温度系数电压产生电路用于将ptat电流镜像到电路中，并调节电路中的调节电阻，以使输出电压的温度系数为零，低噪声带隙基准电压输出电路用于将来自零温度系数电压产生电路的输出电压处理为参考电压进行输出，补充电流产生电路用于检测参考电压电位的高低以快速产生补充电流给低噪声带隙基准电压输出电路充电。

具体电路结构参见图3和图4，ptat电流产生电路包括pmos管mp1、pmos管mp2、晶体管q1、晶体管q2、电阻r1和运算放大器opamp1，所述电阻r1的一端和pmos管mp2的漏极均连接运算放大器opamp1的同相输入端，运算放大器opamp1的反相输入端、晶体管q1的发射极均与pmos管mp1的漏极连接，pmos管mp1的源极与pmos管mp2的源极连接，pmos管mp1的栅极连接pmos管mp2的栅极，电阻r1的另一端连接晶体管q2的发射极，晶体管q2的集电极、晶体管q1的基极、晶体管q2的基极均接地；运算放大器opamp1的输出端连接pmos管mp2的栅极；pmos管mp2的源极和pmos管mp2的栅极均与零温度系数电压产生电路连接。

pmos管mp1和mp2构成电流镜，使得流过mp1和mp2的电流i相等。由于运放opamp1的钳位作用，pmos管mp1和mp2的漏端电压相等。所以有vbe1＝ir1+vbe2，vbe1是pnp管q1的基极-发射极电压，vbe2是pnp管q2的基极-发射极电压。对于晶体管，电流is是晶体管反向饱和电流，因此通过上面的公式可得，与温度成正比，其中，vr1是电阻r1两端的电压，q1和q2的管子数比例为1：n；电流i与温度成正比，即ptat电流。

零温度系数电压产生电路包括pmos管mp3、晶体管q3、电阻r2，所述pmos管mp3的栅极连接pmos管mp2的栅极，pmos管mp3的源极连接pmos管mp2的源极，pmos管mp3的漏极通过电阻r2连接晶体管q3的发射极，晶体管q3的集电极和基极均接地，pmos管mp3的集电极连接低噪声带隙基准电压输出电路。

pmos管mp3将ptat电流镜像到电阻r2和晶体管q3，有其中，vr2是电阻r2两端的电压，vbe3是pnp管q3的基极-发射极电压。由于vt的温度系数为正，vbe3的温度系数为负，所以通过调节电阻r1、r2以及n，可以使电压v1的温度系数为零。

低噪声带隙基准电压输出电路包括运算放大器opamp2、由若干个电阻(图中为r1、r2、r3)依次串联形成的串联电阻支路以及电容c1，所述运算放大器opamp2的同相输入端连接pmos管mp3的集电极，运算放大器opamp2的反相输入端、串联电阻支路的一端和电容c1的一端均与运算放大器opamp2的输出端连接，串联电阻支路的另一端，电容c1的另一端均接地，所述串联电阻支路中任意相邻的两个电阻之间、以及电容c1的一端均输出参考电压。

为提高基准电压的驱动能力，以及避免输出负载对基准电压的影响，从v1到vref之间是一个由运放opamp2构成的源跟随器，使得vref＝v1。此外，根据电阻r1，r2，r3分压，亦可以得到参考电压这适用于需要多个参考电压的场合。

补充电流产生电路包括pmos管mp4至pmos关mp8、nmos管mn1至nmos管mn5，所述pmos管mp4的发射极、nmos管mn4的集电极、pmos管mp5的发射极均与pmos管mp6的发射极连接，pmos管mp4的的集电极连接pmos管mp7的发射极连接，pmos管mp7的集电极、nmos管mn4的栅极均与nmos管mn1的集电极连接，nmos管mn1的栅极连接参考电压，nmos管mn4的发射极连接nmos管mn2的集电极，pmos管mp5的栅极连接nmos管mn3的栅极，pmos管mp5的集电极、pmos管mp6的栅极以及pmos管mp8的栅极均与nmos管mn3的集电极连接，pmos管mp8的集电极连接参考电压，pmos管mp8的发射极、pmos管mp6集电极均通过电阻r3接地，pmos管mp7的栅极、nmos管mn1的发射极、nmos管mn2的栅极、nmos管mn2的发射极、nmos管mn3的发射极均接地。

mos管mp4为电流源，其偏置电压来自图3中mp1、mp2的栅极电压vg，nmos管mn1用于监测verf是否处于较高电位。当带隙基准电路上电时，pmos管mp7导通，nmos管mn2关断，由于电容c1的充电效应，电压vref仍处在低电位，mn1栅极电位为低，mn1关断，所以mp7的漏极输出电压，即mn4的栅极输入电压未高电位，mn4导通，源极输出高电位。mp5和mn3构成反相器，反相器的输入信号来自mn4的源极，故反相器输出低电位，该低电位使得mp6和mp8导通。mp8的漏极接输出参考电压vref，所以电源电流经过mp6和mp8给电容c1充电。该充电电流如果过大，会使输出电压vref出现过冲，所以在mp6的漏端串联一个较大的电阻到地，用于防止过冲的出现，很据不同大小的降噪电容，输出参考电压，可以调整mp6和mp8，以及电阻r3。当输出参考电压vref上升到大于mn1的阈值电压时，mn1导通，mp7的漏极输出电压被拉低，mn4关断，因而反相器的输入电位变低，反相器输出高电位，关断mp6和mp8，快速补偿电流产生电路不再给降噪电容充电，并且，由于mp8已经关断，快速补偿电流产生电路不会对稳态时的带隙基准电压产生任何影响。为了降低本模块电路不工作时的功耗，在mn1，mp7所在的导通支路加入了电流源mp4，从而将该支路的电流限制在较低水平(几微安)，所以快速补偿电流产生电路在不工作时，处于低功耗状态。

零温度系数电压产生电路将ptat电流转化为零温度系数电压，其中pmos管mp3的栅源电压和ptat电流产生电路的中，输出零温度系数电压v1到低噪声带隙基准电压输出电路，pmos管mp1，pmos管mp2的栅源电压相同，从而实现ptat电流的复制；低噪声带隙基准电压输出电路，用于提高零温度系数电压v1的驱动能力，以及避免输出负载对基准电压的影响。多个电阻的作用是可以通过电阻分压，实现多个基准参考电压的输出，为了得到低噪声成分的输出参考电压，所接的滤波电容c1常常比较大。

图5示出了降噪电容为4uf时，本发明的瞬态响应曲线a以及现有技术电路结构的瞬时响应曲线b。本电路中，快速补偿电流产生电路结构简单、器件数量少和功耗低，但可以在低噪声带隙基准电路产生基准电压时，提供较快的启动速度。

上述实施方式仅为本发明的优选实施方式，不能以此来限定本发明保护的范围，本领域的技术人员在本发明的基础上所做的任何非实质性的变化及替换均属于本发明所要求保护的范围。