电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路及其控制方法与流程

本发明涉及电压控制技术领域，尤其涉及一种电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路及其控制方法。

背景技术：

对于线性方案实现的太阳能阵列模拟器，为了满足设定的开路电压输出，已有的控制方法有在输出端添加额外的电压内环，让模拟器的输出端电压和电流信息均参与控制，从而实现开路电压可调稳定输出的目的；另外一种方法则是在不同的设定开路电压条件下，通过时时改变电流源供电的母线电平值，来实现期望开路电压输出的目的。

线性电流源方案采用的电压内环控制输出端开路电压，即将对外输出端电压采样信号与i-v曲线上的当前工作点的电压基准相比，并进行环路补偿，其补偿之后的输出信号与i-v曲线当前工作点的电流基准相比，给出电流源工作电流信号。改变母线电平值来实现输出开路电压连续可调的方法，即是在开路电压设定后，以离线的形式将母线电压调制所需设定的开路电压值，当模拟器处于实际开路工况时，输出端电压即为母线电压，满足期望开路电压输出的需求。

第三种实现模拟器开路电压功能则是在模拟器输出端添加假负载电阻支路，通过i-v外环的数字控制器实时对模拟器的功率支路的假负载进行偏置电流补偿。当太阳阵模拟器输出端完全开路时，i-v外环数字控制器补偿到假负载电阻上的偏置电流值即为开路电压值uoc与假负载电阻阻值rdummy_load的商，即通过控制该偏置电流值的大小来实现设定目标开路电压的输出功能。

总结已有控制方式的特点，采用添加电压内环的控制方式需要数字控制单元采样多个模拟量信号参与数字闭环，从而降低了模拟器整机的动态性能，并且控制方式比较复杂。采用改变母线电平的方式来实现开路电压连续可调的方法，不能使电流源做到完全意义上的开路状态，即模拟器在带载很轻时等效为近似开路状态，并且采用该种控制方式需要提供功率母线电平的电源输出大范围连续可调的高精度电压输出，输出开路电压的精度取决于可调母线电源的输出电压精度，从而导致输出开路电压的精度特性不够理想。而第三种实现开路电压输出的控制方案只适用于恒压母线架构下的线性功率单元的太阳阵模拟器，且用户设定的i-v曲线的最大曲线切线斜率(di/du)max不可过大，否在在模拟器输出端完全开路条件下，数字i-v外环会因为设定i-v曲线的非线性度过大而造成开路电压工作点振荡的问题。

因为电流输出型太阳能电池模拟器在正常情况下无法正常输出稳定的开路电压输出，且由于i-v外环控制在开路电压工作点，具有最严重的非线性切线斜率，故无法在只添加假负载支路来实现开路电压输出。故电流输出型太阳阵模拟器只可以在添加阻容并联假负载支路，才可以稳定地实现开路电压控制输出。现有研究中，有采用直接在电流输出型sas（solararraysimulator，太阳能电池阵模拟器或简称为太阳阵模拟器）的输出端并联阻容性假负载来实现开路电压的控制输出的，但是这种方式无论pcu是分流调节器架构还是串联调节器架构，只要电流输出型sas输出端存在阻容rdummy_load和cdummy_load，均会在工作点切换的过程中存在cdummy_load瞬间放电，产生巨大的尖峰电流值流过pcu的拓扑内部的功率开关管或二极管，造成pcu（powerconditioningunit，功率调节单元）内部的功率开关管或二极管的烧毁。

技术实现要素：

针对以上技术问题，本发明公开了一种电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路及其控制方法，解决了电流输出型太阳阵模拟器无法正常稳定地输出设定开路电压功能的问题，并解决了现有技术通过添加阻容并联假负载支路，实现稳定地开路电压控制输出时，模拟器输出端并联的假负载电容会在切换工况下造成pcu分流开关管烧毁的问题。

对此，本发明采用的技术方案为：

电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路，在电流输出型太阳阵模拟器的输出端连接rcd假负载支路，所述rcd假负载支路包括假负载电阻和假负载电容，所述假负载电阻和假负载电容连接形成阻容并联电路后，与功率二极管串联，其中功率二极管的阳极与模拟器输出端正线连接，功率二极管的阴极与阻容并联电路的一端相接，且阻容并联电路的另一端与模拟器输出负线相接。

对于空间太阳能电池模拟器而言，其主要应用于测试航天器电源测试应用场合，而航天器电源的分流式拓扑架构决定了被测设备的太阳阵模拟器具备电流输出型能力。但是航天器电源的串联式拓扑架构又决定了被测设备的太阳阵模拟器具备稳定的开路电压输出功能。然而，对于电流输出型的太阳阵模拟器很难实现稳定的设定开路电压输出，所以需要额外采用可靠的解决方案来解决模拟器两个功能兼备的问题。本发明技术方案所提出的通过在太阳阵模拟器的输出端并联rcd假负载支路，可以在保证电流输出型架构下，有效地解决设定高斜率i-v曲线开路电压输出的问题，并解决了阻容假负载支路的电容支路的切换瞬态放电又会造成被测pcu的烧毁的问题。如果不添加并联rcd假负载支路，多电平母线电压始终滞后于输出端电压半个周期，sas输出端只能带容性负载，才能保证母线电压稳定地跟踪输出端电压。故多电平母线架构下的电流输出型sas无法正常稳定输出开路电压，只能通过添加阻容并联假负载支路，才能够实现稳定的设定开路电压输出。

进一步的，此技术方案在阻容假负载支路串接二极管，形成新型的rcd假负载支路并联于模拟器输出端，这样的电路设计，可以阻止假负载电容往太阳能电池模拟器输出负载放电，只让电容在假负载电阻支路上进行放电。这样既可以实现容性假负载的稳定开路电压控制输出，又可防止pcu切换测试的浪涌电流的问题。目前该技术方案已经完成了模拟器硬件平台的功能验证，可直接应用到高速太阳阵模拟器设备中去。

作为本发明的进一步改进，所述假负载电容的电容值为十几~几百微法之间，所述假负载电阻的电阻值为几十~几千欧之间。

进一步的，所述假负载电容的电容值为10~500uf，所述假负载电阻的电阻值为20~2000欧。

对于rcd假负载支路的假负载电阻和假负载电容的参数值的选择也是需要折中设计。当选取的假负载电阻rdummy_load过大时，会在串联切换过程中，使得假负载电容cdummy_load上的能量不能快速通过rdummy_load泄放掉，从而造成串联切换的开路工作点电压无法快速建立。同时假负载电容cdummy_load的容值过大时，会在稳态i-v曲线扫描过程中，动态变化工作点电压值会由于假负载电容cdummy_load不断充电，而造成的输出电流的损失，减小i-v曲线的模拟精度。

作为本发明的进一步改进，所述电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路包括多电平母线跟踪单元、母线跟踪外环控制器、i-v外环控制器、输出电压采样单元、线性电流源单元、模拟器输出正线和模拟器输出负线，所述dc电源通过多电平母线跟踪单元输入，所述多电平母线跟踪单元与模拟器输出正线连接；所述母线跟踪外环控制器分别与多电平母线跟踪单元、i-v外环控制器连接，所述i-v外环控制器与输线性电流源单元连接，所述线性电流源单元与模拟器输出负线连接，所述输出电压采样单元分别与多电平母线跟踪单元的输出端、模拟器输出负线连接。

本发明还公开了如上所述的电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路的控制方法，所述i-v外环控制器和母线跟踪外环控制器根据模拟器输出端的电压决定线性电流源单元的电流控制基准，并发出多电平母线跟踪单元的跟踪开关指令信号，所述i-v外环控制器在实时查表控制过程中，将rcd假负载支路所形成的稳态电流损失实时添加到线性电流源的总电流控制环路中，补偿由于rcd假负载支路所造成的电流损失，提高稳态i-v曲线的模拟精度。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

本发明的技术方案通过在太阳阵模拟器的输出端并联rcd假负载支路，在阻容假负载支路串接二极管，形成新型的rcd假负载支路并联于模拟器输出端，同时在软件i-v外环控制条件下实时补偿rcd假负载所造成的电流损失，可以在保证电流输出型架构下，有效地解决设定高斜率i-v曲线开路电压输出的问题，并实现高精度的设定开路电压精度的稳定输出，最差精度千分五；且在全范围电压，均具备良好的开路电压输出精度；并可以很好地实现串联切载功能和分流切载功能。

本发明的技术方案不仅仅可以实现设定开路电压的输出，同时也可以保证模拟器在航天器电源测试环境下不会影响到工作点正常高频切换性能，并且可以使得电流输出型模拟器既可以应用于分流架构下的航天器电源测试领域，又可以应用于串联架构下的航天器电源测试领域，可有效地将该控制方法应用到实际工程项目中去。

附图说明

图1是本发明实施例的添加rcd假负载支路实现开路电压输出方法的电路图。

图2是本发明实施例的开路电压相对误差精度与设定开路电压的折线图。

图3是本发明实施例的添加rcd假负载支路后模拟器输出稳态i-v曲线波形；其中，（a）为设定曲线uoc=35v，isc=10a，ump=28v，imp=9.5a，di/du_max=1.643，（b）为设定曲线uoc=35v，isc=10a，ump=29v，imp=9.5a，di/du_max=1.869，（c）为设定曲线uoc=35v，isc=10a，ump=30v，imp=9.5a，di/du_max=2.186，（d）为设定曲线uoc=35v，isc=10a，ump=32v，imp=9.5a，di/du_max=3.452。

图4是本发明实施例的在设定曲线为uoc=35v，isc=10a，ump=28v，imp=9.5a的不同额定工作点的串联切换波形图；其中，（a）为开路工作点（35v，0a）与额定工作点（30v，6a）切换波形图，（b）为开路工作点（35v，0a）和短路工作点（0v，10a）切换波形图。

图5是本发明实施例在设定曲线为uoc=100v，isc=10a，ump=90v，imp=8a的不同额定工作点的串联切换波形图；其中，（a）为开路工作点（35v，0a）与额定工作点（96v，3.2a）切换波形图，（b）为开路工作点（100v，0a）和额定工作点（88v，8a）切换波形图，（c）为开路工作点（100v，0a）和短路工作点（0v，10a）切换波形图。

图6是本发明实施例在设定曲线为uoc=100v，isc=10a，ump=90v，imp=8a的不同额定工作点的分流切换实验对比波形图；其中，（a）为添加rcd假负载支路-短路与额定工作点（97.3v，1a）切换波形图，（b）为无rcd假负载支路-短路与额定工作点（97.3v，1a）切换波形图，（c）为添加rcd假负载支路-短路与额定工作点（94v，4a）切换波形图，（d）为无rcd假负载支路-短路与额定工作点（94v，4a）切换波形图。

具体实施方式

下面对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。

如图1所示，本实施例公开了一种电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路，在电流输出型太阳阵模拟器的输出端连接rcd假负载支路，所述rcd假负载支路包括假负载电阻rdummy_load和假负载电容cdummy_load，所述假负载电阻rdummy_load和假负载电容cdummy_load连接形成阻容并联电路后，与功率二极管串联，其中功率二极管的阳极与模拟器输出端正线连接，功率二极管的阴极与阻容并联电路的一端相接，且阻容并联电路的另一端与模拟器输出负线相接。这样的电路设计，可以阻止假负载电容cdummy_load往sas输出负载放电，只让电容在假负载电阻rdummy_load支路上进行放电。同时假负载电容cdummy_load的容值过大时，会在稳态i-v曲线扫描过程中，动态变化工作点电压值会由于cdummy_load不断充电，而造成的输出电流的损失，减小i-v曲线的模拟精度。

所述电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路包括多电平母线跟踪单元、母线跟踪外环控制器、i-v外环控制器、输出电压采样单元、线性电流源单元、模拟器输出正线和模拟器输出负线，所述dc电源通过多电平母线跟踪单元输入，所述多电平母线跟踪单元与模拟器输出正线连接；所述母线跟踪外环控制器分别与多电平母线跟踪单元、i-v外环控制器连接，所述i-v外环控制器与输线性电流源单元连接，所述线性电流源单元与模拟器输出负线连接，所述输出电压采样单元分别与多电平母线跟踪单元的输出端、模拟器输出负线连接。

进一步的，所述假负载电容cdummy_load的电容值为十几~几百微法之间，所述假负载电阻rdummy_load的电阻值为几十~几千欧之间。进一步优选的，本实施例中，所述假负载电容cdummy_load的电容值为22uf，所述假负载电阻rdummy_load的电阻值为300ω。

本实施例的电流输出型太阳阵模拟器开路电压控制电路采用以下方法进行控制：所述i-v外环控制器和母线跟踪外环控制器根据模拟器输出端的电压决定线性电流源单元的电流控制基准，并发出多电平母线跟踪单元的跟踪开关指令信号，所述i-v外环控制器在实时查表控制过程中，将rcd假负载支路所形成的稳态电流损失实时添加到线性电流源的总电流控制环路中，补偿由于rcd假负载支路所造成的电流损失，提高稳态i-v曲线的模拟精度。

下面针对上述提出的rcd假负载支路的有效性进行实验验证。

电流输出型太阳阵模拟器输出端在添加rcd假负载支路，不仅可以实现模拟器稳定的设定开路电压输出，且可以实现工作点的串联切换调节，满足串联架构pcu的测试应用场合，同时所添加的rcd假负载支路不会影响到分流切载特性。

该处的实验验证分为三步，首先需验证所添加的rcd假负载支路对于开路电压控制输出的有效性；其次需确认所添加的rcd假负载支路对于模拟器的稳态设定i-v曲线输出影响情况；最后需验证添加rcd假负载支路的串联切载性能情况以及对分流切载情况的影响。

（1）开路电压控制精度实验

第一步需要验证所提出的rcd假负载支路是否可以稳定实现开路电压输出功能，故通过上位机下发不同开路电压值的i-v设定曲线，且所选取的目标设定i-v曲线的最大切线斜率（di/du）max值偏大，测得输出开路电压数据如图2所示。

由图2可以看出，所提出的rcd假负载支路可以实现稳定的开路电压输出，并且可以实现高精度的设定开路电压精度输出，最差精度千分五。并且从低开路电压（31v）到高开路电压（100v）的全范围电压，均具备良好的开路电压输出精度。

（2）添加rcd假负载支路后的稳态i-v曲线输出测试实验

通过添加rcd假负载支路，可以稳定实现开路电压功能，需要确定该支路的添加对于稳态i-v功率输出曲线存在影响。并且为了测试添加rcd假负载支路后，是否仍然具备rmi查表外环控制方法对高切线斜率di/du_max的模拟功能。通过手动缓慢调节sas输出端所接的电子负载cv值从0.1v~35v，并且分别模拟不同曲线切线斜率的i-v曲线的稳态i-v输出曲线如图3所示。

由图3可以看出，电子负载cv电压即为模拟器的输出端电压usas，在手动缓慢调节电子负载的cv电压变化值，其输出的不同调i-v功率曲线即为设定的i-v工作曲线，故所添加的rcd假负载支路对于sas稳态输出设定的i-v曲线影响不大，可以正常稳定输出设定i-v曲线上的所有工作点。

（3）串联切载实验

通过在sas输出端并接rcd假负载支路，可稳定输出开路电压功能，故可以实现串联切换测试实验。在低压大电流的i-v曲线设置条件下，即uoc=35v，isc=10a，ump=28v，imp=9.5a，添加rcd假负载支路后，分别测试开路工作点（35v，0a）和额定工作点（30v，6a）切换，以及开路工作点（35v，0a）和短路工作点（0v，10a）切换的两种工况下的测试情况，所得波形如图4所示。

由图4可以看出，添加rcd假负载支路后，可以正常稳定的进行串联切换功能，并且在该设定曲线下，串联切载上升沿稳态建立最长时间为30us，下降沿稳态建立时间几乎瞬态建立，串联切载的极限频率可以达到30khz。

在高压大电流的i-v曲线设置条件下，即uoc=100v，isc=10a，ump=90v，imp=8a，添加rcd假负载支路后，分别测试开路工作点（100v，0a）和额定工作点（96v，3.2a）切换，开路工作点（100v，0a）和额定工作点（88v，8a）切换，以及开路工作点（100v，0a）和短路工作点（0v，10a）切换，所得波形如图5所示。

由图5可以看出，添加rcd假负载支路后，满功率i-v曲线下，可以正常稳定的进行串联切换功能，在该满功率设定曲线下，串联切切载电流上升沿时间最长为25us，下降沿稳态建立时间几乎瞬态建立，故添加rcd假负载并联支路，可以很好地实现串联切载功能，串联切换的极限频率也可以达到30khz。

（4）并联rcd假负载支路后分流切载实验

为了评估所添加的rcd假负载支路对分流切换性能所存在的影响，需要进行不同工况条件下的分流切换测试。在高压大电流的i-v曲线设置条件下，即uoc=100v，isc=10a，ump=90v，imp=8a，添加rcd假负载支路后，分别测试短路工作点（0v，10a）和额定工作点（97.3v，1a）切换，短路工作点（0v，10a）和额定工作点（94v，4a）切换，所得对比波形如图6所示。

由图6可以看出，在该工况条件下，由短路工作点往额定工作点切换过程中工作点建立时间最大约60us，动态响应性能相比于无rcd支路得到稍微提高，由额定工作点往短路工作点切换过程中时间约9us。添加rcd假负载并联支路，可以很好地实现分流切载功能。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。