一种应用于高速度高精度电流舵DAC的单位电流源电路的制作方法

本发明属于集成电路设计技术领域，具体涉及应用于高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路。

背景技术：

数字世界和模拟世界依靠着dac与adc这两种通用基础元件进行联系。现代社会正在向数字化迈进，不过大家实际接触到的生活环境却还是模拟的，而且在一些实际的计算应用当中，很多时候需要直接对随时间连续变化的模拟量进行处理，例如在过程控制装置都是需要用模拟信号去控制的，在某些情况下还可能是一些不是电信号的物理量，如速度、温度、压强等，这时要先通过传感器将非电的模拟信号转变为与之对应的模拟信号。dac和adc的精度决定了数字信号处理系统的精度。为了满足现在社会处理数字信号的要求，我们就必须不断地改进dac的设计以使其精度，速度达到要求。

随着ic技术和cmos工艺的不断发展和完善，dac已经不再是一个分立的模块，而是以片上、嵌入式的集成dac的形式被应用到更多的其他的系统中去。尽管不同应用对dac有不同的性能要求，但高速、高精度将仍然是dac发展的重要方向。

电流舵dac继承了的高速和高精度两种特性，成为现在主流的一种dac。而在电流舵dac的开发过程中，其电流舵dac的单位电流源的设计是最具有挑战性的课题。本发明就是基于这样的背景下设计了应用于高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路。

传统单位电流源没处理时钟馈通和电荷注入效应和未使用差分开关，所以传统电流源产生波动比设计参数值明显增大。本发明所设计的高速度高精度电流舵dac的单位电流源，运用差分输入的同步低压低交叉控制信号，时钟馈通消除管，以及隔离技术，所产生的电流与传统电流源产生的电流相比，更加的稳定，精度更高，所适用的频率更高。

技术实现要素：

本发明旨在解决现有技术中的问题。提出了一种应用于高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路。本发明的技术方案如下：

一种应用于高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路，其包括：同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路、带隙基准与电压管理电路以及单位电流产生电路，所述同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路与单位电流产生电路相连接，所述单位电流产生电路与带隙基准与电压管理电路相连接，其中，所述同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路用于产生同步的低电压低交叉点的差分信号，防止差分开关同时关闭使电流源不稳定的情况发生，所述带隙基准与电压管理电路用于提供稳定的不随温度变化的基准电压，经过简单的电压变化后得到单位电流源的偏置电压，以及得到同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路的低电压；所述单位电流产生电路稳定、精确、适用频宽广的单位电流。

进一步的，所述低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路包括反相器i1、反相器i2、反相器i3、反相器i4、反相器i5、反相器i6、反相器i7、nmos管n1、nmos管n2、nmos管n3、nmos管n4、nmos管n5、nmos管n6、pmos管p1、pmos管p2、时钟信号op、输入信号data、输入信号vdl、输出信号swp、输出信号swn。输入信号data连接反相器i1输入端和nmos管n2的源极，反相器i1输出端连接nmos管n1源极，nmos管n1的栅极连接nmos管n2的栅极并与时钟信号cp相接，nmos管n1的漏极连接反相器i2的输入端和反相器i3的输出端，nmos管n2的漏极连接反相器i3的输入端和反相器i2的输出端，反相器i2的输出端连接反相器i4的输入端，反相器i3的输出端连接反相器i5的输入端，反相器i4的输出端连接反相器i6的输入端和pmos管p2的栅极，反相器i5的输出端连接反相器i7的输入端和pmos管p1的栅极，反相器i6的输出端、nmos管n4的栅极、nmos管n5的栅极互连，反相器i7的输出端、nmos管n3的栅极、nmos管n5的栅极互连，输入信号vdl、pmos管p1的源极、pmos管p2的源极、nmos管n2的漏极、nmos管n3的漏极互连，pmos管p1的漏极、nmos管n3的源极、nmos管n5的漏极互连并输出信号swp，pmos管p2的漏极、nmos管n4的源极、nmos管n6的漏极互连并输出信号swn，nmos管n5的源极、nmos管n6的源极均和地相连。

进一步的，所述带隙基准与电压管理电路包括运算放大器op1、运算放大器op2、三极管q1、三极管q2、电阻r1、电阻r2、pmos管mr1、pmos管mr2、pmos管mr3、pmos管mr4、pmos管mr5、pmos管mr6、电源vdd、地gnd。pmos管mr5的源极、pmos管mr6的源极、电源vdd互连，运算放大器op1的输出端、pmos管mr5的栅极、pmos管mr6的栅极互连，pmos管mr5的漏极、运算放大器的正端、电阻r1的上端互连，电阻r1的下端连接三极管q1的发射极，三极管q1的基极、三极管q1的集电极、三极管q2的基极、三极管q2的集电极、地gnd互连，运算放大器op1的负端、三极管q2的发射极、电阻r2的下端互连，pmos管mr6的漏极、电阻的r2的上端、运算放大器op2的正端互连，运算放大器op2的输出端和pmos管mr1的源极相连并输出信号bias1，pmos管mr1的栅极、pmos管mr1的漏极、和pmos管mr2的源极互连并输出信号bias2，pmos管mr2的栅极、pmos管mr2的漏极、pmos管mr3的源极互连并输出信号vdl，pmos管mr3的栅极，pmos管mr3的漏极运算放大器的负端、pmos管mr4的源极互连，pmos管mr4的栅极、pmos管mr4的漏极、地gnd互连。

进一步的，所述单位电流产生电路包括pmos管m1、pmos管m2、pmos管m3、pmos管m4、pmos管m5、pmos管m6、pmos管m7、pmos管m8、电阻rl1、电阻rl2、输入信号bias1、输入信号bias2、输入信号swp、输入信号swn、输出信号iout、输出信号iout_inv、输出信号vout、输出信号vout_inv、电源vdd、地gnd。pmos管m1的源极连接电源vdd，pmos管m1的栅极连接输入信号bias1，pmos管m1的漏极连接pmos管m2的源极，pmos管m2的栅极连接输入信号bias2，pmos管m2的漏极、pmos管m3的源极、pmos管m4的源极互连，pmos管m3的栅极、输入信号swp、pmos管m6的栅极互连，pmos管m4的栅极、输入信号swn、pmos管m5的栅极互连，pmos管m3的漏极、pmos管m5的源极、pmos管m5的漏极、pmos管m7的源极互连，pmos管m4的漏极、pmos管m6的源极、pmos管m6的漏极、pmos管m8的源极互连，pmos管m7的栅极接地gnd，pmos管m8的栅极接地gnd，pmos管m7的漏极接rl1的上端并输出信号iout和信号vout，pmos管m8的漏极接rl2的上端并输出信号iout_inv和信号vout_inv，电阻rl1和rl2的下端均接地gnd。

进一步的，所诉单位电流产生电路中，电流pmos管m1的面积根据生产工艺参数进行设计。以tsmc65nmvdd＝3.3v工艺为例。电流pmos管m1与失配的关系式：关系式中，w为m1的宽度，l为m1的长度，aβ为大信号增益系数失配参数，阈值电压失配参数，vgs为m1管的栅源电压，vth为m1管的阈值电压，为电流源的成品率定义的电流源标准差。vgs-vth表示过驱动电压，取0.5v。aβ为1.39％/um，为6.98mv/um。取成品率为95％以上时，电流源标准差为0.2％以内。可以得到电流pmos管m1的最小面积是120um²，单位电流源电流为5ua，结合面积限制，并留有一定余量，最终m1的宽度w＝8um，m1的长度l＝16um。与pmos管m1构成cascode结构的pmos管m2虽然可以明显的提高低频时的输出阻抗，但是高频特性会因设计参数的不同有很大差异。要想工作在频率更高的范围，需要其寄生电容很小，也即是pmos管m2和差分开关管m3和m4的尺寸要小以减少寄生电容。经过优化设计，pmos管m2和差分开关管m3和m4的宽长分别为1um/0.5um和1um/0.3um。

进一步的，所述data信号经过i1和传输线到达n1、n2的源端，因此，导致信号延时不同，造成不同步的情况，时钟信号cp控制mos开关n1、n2，后面两个首位相连的反相器i2、i3形成锁存环路，经过反相器i4、i6和i5、i7得到互补的差分信号swnn与swnp和swpn与swpp，swpn由高电平变为低电平时，n4、p2、n5导通，n3、p1、n5关断，由于n5的放电电流很大且相对稳定，swp将由高电平迅速变为低电平；又因为p2的电流只有n5的1/5左右，则swn由低电位变为高电位的过程要慢得多，而n4的电流随着swn电位的上升也迅速下降，这样，互补信号的下降时间小于上升时间，从而使电位交叉点下降，通过调节p1、p2、n3～n6管子的尺寸可以得到不同的交叉点位置，这样，就得到同步的低电压的低交叉点的差分开关驱动信号，避免差分管同时关闭，使得电流出现不稳定的情况。

进一步的，时钟馈通改善管m5、m6的源极和漏极短接然后分别连接m3、m4的漏极，m5、m6的栅极分别连接m4、m3的栅极，某一时刻，当swp由低电平变为高电平时，m3断开，m5导通，将swn产生的馈通信号被m6前一个时钟产生反向的馈通信号减小，当swn由低电平变为高电平时，m3断开，m5导通，将swn产生的馈通信号被m6产生反向的馈通信号减小，m4断开，m6导通，将swp产生的馈通信号被m5前一个时钟产生反向的馈通信号减小，隔离管m7和m8的栅极接地，m7和m8随时都处于导通状态，从而达到减小时钟差分开关管的时钟馈和通电荷注入效应，单位电流由m1产生，经过差分开关，馈通改善管以及隔离管的几重改善，从而得到稳定的高精度的适用于宽频率的电流iout、iout_inv，电流流过负载电阻，得到稳定的高精度的适用于宽频率的电压vout、vout_inv。

本发明的优点及有益效果如下：

本发明通过提供一种应用于高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路，带隙基准与电压管理电路提供稳定的不随温度变化的基准电压经过简单的电压变化后得到单位电流源的偏置电压和同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路的低电压。同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路产生同步的低电压低交叉点的差分信号，防止差分开关同时关闭使电流源不稳定的情况发生。单位电流产生电路经过cascode电流管、一对差分开关、一对时钟馈通改善管和一对隔离管的综合处理，得到稳定的高精度的电流。

同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路，对控制电流产生信号data的处理。控制信号data经过同步处理，低电压处理，低交叉处，得到同步低压低交叉差分控制信号与单位电流源的差分管紧密配合。避免差分管同时关闭，使电流出现不稳定，降低控制信号电压，减小时钟馈通和电荷注入效果，从信号输入根源上减小误差。

单位电流产生电路，不仅产生单位电流，关键是对单位电流的误差处理。时钟馈通改善管m5、m6，在swp由低电平变为高电平时，m6减小swn信号产生的馈通信号，在swn由低电平变为高电平时，m5减小swn产生的馈通信号。隔离管m7和m8随时都处于导通状态，从而达到减小时钟差分开关管的时钟馈和通电荷注入效应，单位电流由m1产生，经过差分开关，馈通改善管以及隔离管的几重改善，从而得到稳定的高精度的适用于宽频率的电流。

在整个设计的过程中，综合考虑每个mos的尺寸以减小耦合电容，从而减小电路的误差和提高电路的速度。从而得到从而得到稳定的高精度的适用于宽频率的电流iout、iout_inv，电流流过负载电阻，得到稳定的高精度的适用于宽频率的电压vout、vout_inv。与传统的单位电流源相比得到的输出电流更加稳定，精度更高，适用的工作频率更宽。

附图说明

图1是传统的电流舵dac的单位电流源电路；

图2是本发明提出的高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路；

图3是本发明提出的高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路仿真图；

图4是传统的单位电流源与本发明的单位电流源的效果对比图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、详细地描述。所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例。

本发明解决上述技术问题的技术方案是：

图1所示为传统的电流舵dac的单位电流源电路图。包括一个带隙基准电路，一个简单的电压转换电路和单位电流源产生电路。带隙基准产生与温度无关的基准电压，经过与运放op2形成的简单的电压分配得到电流源管m1的栅极偏置电压，从而产生单位电流。data信号控制开关管m2，从而控制电流的产生与否。传统的电流舵dac的单位电流源电路不稳定，不够精确。在差分开关处，由于开关管m2的耦合电容造成的时钟馈通和电荷注入效应单位电流产生极大的影响，单个开关管使得电流源管m1不断的开启与关断，使得单位电流误差很大，并且难以用于高频的电路中。由于传统的电路没有对以上的效应进行有效的降低，使得所产生的电流具有不稳定，不精确，难以用于高频电路。

图2所示为本发明所设计的一种高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路图。该电路主要包括一个带隙基准与电压管理电路2，一个同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路1和单位电流产生电路3。带隙基准与电压管理电路提供稳定的不随温度变化的基准电压经过简单的电压变化后得到单位电流源的偏置电压和同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路的低电压。同步低压低交叉点差分控制驱动信号产生电路产生同步的低电压低交叉点的差分信号，作为差分开关的控制信号，防止差分信号不互补和差分开关同时关闭使电流源不稳定的情况发生。单位电流产生电路中，m1的漏级与m2的源级相接形成一个pmos的cascode，有效的隔离衬底噪声，增大输出阻抗，稳定m1管的漏级电压，使其免受差分开关管的影响。除了m1管需要大面积用以适应版图的匹配，从而减小各个单位电流源之间的失配问题，需要比较大的宽长比外，其它的mos管均采用最小尺寸，以减小耦合电容，提高电路所能适用的频率范围和减小误差。差分开关m3、m4保证任何时刻电流源电流都有路径流出，否则每次开关打开和关闭时都需要很长的时间来稳定电流，从而给输出带来更大的毛刺，降低采样速率和动态性能。此外，差分输出方式也抑制了输出信号的偶次谐波失真。由于差分开关管的栅极与漏级之间存在寄生电容，开关信号就会通过这些寄生电容耦合到m5、m6的漏级并附带一些电荷注入，附加到输出电流中，使其产生较大的毛刺。时钟馈通改善管m5、m6的源漏短接然后分别连接m3、m4的漏级，m5、m6的栅极分别连接m4、m3的栅极。某一时刻，当swp由低电平变为高电平时，m3断开，m5导通，将swn产生的馈通信号被m6前一个时钟产生反向的馈通信号减小。当swn由低电平变为高电平时，m3断开，m5导通，将swn产生的馈通信号被m6产生反向的馈通信号减小，m4断开，m6导通，将swp产生的馈通信号被m5前一个时钟产生反向的馈通信号减小。隔离管m7和m8的栅极接地，意味着他们随时都处于导通状态。从而达到减小时钟差分开关管的时钟馈和通电荷注入效应。单位电流由m1产生，经过差分开关，馈通改善管以及隔离管的几重改善，从而得到稳定的高精度的适用于宽频率的电流iout、iout_inv，电流流过负载电阻，得到稳定的高精度的适用于宽频率的电压vout、vout_inv。

图3所示为本发明所设计的高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路仿真图。以tsmc65nmvdd＝3.3v工艺为例，此设计为一款工作频率为50m,负载电阻为50ω，输出电流5ua,输出电压250uv的高速度高精度电流舵dac的单位电流源。在5种工艺角(ssttffsffs)、温度0℃—100℃环境下均进行了仿真，结果为电路工作正常。仿真效果如图所示图3所示为本发明所提出的单位电流源电路仿真结果。从图中可以看出，在swp为高电平时，开关管m3关断，m4导通此时iout为55na,vout为2.77uv。在swp为低电平时，开关管m3导通，m4关断，此时iout为5ua,vout为254uv。与电路设计的参数指标相符合。

图4所示为本发明所设计的高速度高精度电流舵dac的单位电流源电路与传统电流源的效果对比图。从图中可以看出，在swp为高电平时，本发明开关管m3关断，m4导通此时iout为55na,vout为2.77uv，而传统的单位电流源，m2关断，电流和电压均在0附近无规律波动。在swp为低电平时，开关管m3导通，m4关断，此时iout为5ua,vout为254uv，而传统的单位电流源，m2导通，电流在5.6ua波动，电压在280uv波动。因为传统单位电流源没处理时钟馈通和电荷注入效应和未使用差分开关，所以传统电流源产生波动比设计参数值明显增大。对比可知，本发明所设计的高速度高精度电流舵dac的单位电流源所产生的电流与传统电流源产生的电流相比，更加的稳定，精度更高，所适用的频率更高。

以上这些实施例应理解为仅用于说明本发明而不用于限制本发明的保护范围。在阅读了本发明的记载的内容之后，技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等效变化和修饰同样落入本发明权利要求所限定的范围。