具有宽频带高电源抑制比的低压差电压调整器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明设及模拟集成电路领域。
【背景技术】
[0002] 低压差电压调整器是电源管理电路中一个重要的组成部分，通常用在DC-DC开关 转换电路的后级，用来降低纹波电压，为后级对纹波电压比较敏感的模拟电路和RF电路提 供干净的电源电压。一方面随着电源管理系统集成度的不断提高，为了减小电容和电感的 体积，前级DC-DC的工作频率进一步提高，因此增加了DC-DC输出纹波电压的频率，运对 后级低压差电压调整器PSRR的频带范围提出了更高的要求，另一方面随着工艺特征尺寸 的不断减小，由于输出功率管的有限跨导和直流增益的降低，W及受到环路带宽的限制，传 统结构的低压差电压调整器PSRR特性在低频段有所衰减，特别在高频段，衰减非常严重。
[0003] 目前常用的改善电源抑制比方法有：
[0004] 在低频段，采用一个NM0S管或者PM0S管与输出PM0S功率管级联，尽量将输入到 输出的大电流通路隔离，采用运种技术会造成较大的面积开销，同时会增加输入输出压差， 降低转换效率。 阳0化]在中频段，采用二极管连接型前馈技术，在输入电压Vm和输出PM0S功率管的栅极 之间加入一个二极管连接方式的PM0S管，将输入纹波电压通过二极管连接的PM0S管馈通 到输出功率管的栅端，但运种方法由于在功率管栅端的寄生电容比较大，使得前馈带宽比 较低，仅对IMHzW下的纹波电压有较好抑制，对于几MHz的高频段，很难起到作用。
【发明内容】
[0006] 本发明所要解决的技术问题是，提出一种低压差电压调整器结构，能够有效提高 低压差电压调整器高频段的PSRR特性。
[0007] 本发明解决所述技术问题采用的技术方案是，具有宽频带高电源抑制比的低压差 电压调整器，包括反馈放大电路和输出级电路，反馈放大电路包括输出功率管和误差放大 器，还包括：
[0008] 电源纹波采样电路，其输入端接电压输入端，输出端接纹波分量叠加电路的第一 输入端，电源纹波采样电路用于采集电源纹波分量；
[0009] 纹波分量叠加电路，其第二输入端接误差放大器的输出端，其输出端接输出功率 管的控制端，纹波分量叠加电路用于将电源纹波分量叠加到输出功率管的控制端。
[0010] 所述电源纹波采样电路包括：
[0011] 前馈补偿放大器，其正性输入端接参考电压；
[0012] 第一比例电阻，设置于电压输入端和前馈补偿放大器的负性输入端之间；
[0013] 第一电容，设置于电压输入端和前馈补偿放大器的负性输入端之间；
[0014] 第二比例电阻，设置于前馈补偿放大器的负性输入端和前馈补偿放大器的输出端 之间；
[0015] 所述纹波分量叠加电路包括：
[0016] 加法放大器，其正性输入端接误差放大器的输出端，其负性输入端通过第=电阻 接前馈补偿放大器的输出端，其负性输入端还通过第一电阻接输出功率管的控制端，其输 出端接输出功率管的控制端，其负性输入端还通过第二电阻接地。 阳017] 相关参数满足下式：
[0018]
[0019] 其中，Vblas为参考电压，V1。为输入电压，Rffl为第一比例电阻的电阻值，Rffl为第二 比例电阻的电阻值。
[0020] 本发明的有益效果为，本发明的低压差线性稳压器，与现有类似的LD0相比，采用 放大器结构前馈纹波抵消结构，在不增加额外面积开销和降低转换效率的情况下，大幅提 高了LD0低频段的电源抑制比性能，同时通过电容Cff郝电阻Rf。在电源抑制比传输函数中 引入一个零点，使其和功率管栅极产生的极点抵消，在不增加额外功耗提高反馈环路带宽 的情况下，有效的拓展纹波抵消环路带宽，提高LD0在宽频带范围的电源纹波抑制性能。
【附图说明】
[0021] 图1为传统LD0输入到输出纹波电压禪合路径示意图。
[0022] 图2为本发明的前馈纹波抵消LD0结构示意图。
[0023] 图3为本发明的前馈纹波抵消LD0数学模型。
[0024] 图4为本发明的前馈纹波抵消LD0实施例电路原理图。
[0025] 图5为本发明LD0和传统LD0电源抑制比波特图对比示意图。 阳0%] 图4中对电阻和电容的序号说明：
[0027]第一电阻Rsi，第二电阻Rs2,第S电阻捉3,第四电阻氏2,第一比例电阻Rffl，第二比 例电阻Rff2; 阳02引第一电容Cffi，第二电容Cci，第S电容Cc2。
【具体实施方式】
[0029] 参见图2~4。本发明提出一种具有宽频带范围高电源抑制比LD0电路，所述宽频 带高电源抑制比LD0电路包括：带隙基准电压，误差放大器，反馈比例电阻，输出功率管，前 馈纹波抵消电路，本发明采用放大器结构的前馈纹波抵消结构。
[0030] 本发明的前馈纹波抵消结构由前馈补偿放大器和加法器构成，通过前馈补偿 放大器Af和比例电阻Rffi，Rff2采样电源纹波分量，然后通过加法放大器As和比例电阻 氏1，氏2,RJ尋电源纹波分量叠加到主环路误差放大器输出信号上，叠加后的控制信号作用 在功率管Mp栅端，通过精确控制叠加在功率管栅端的电源纹波分量的大小，使功率管Mp栅 端叠加的纹波和输入纹波相同，强制功率管的过驱动电压不受输入纹波电压影响，从而大 幅消除LD0输出电压中电源噪声引入的纹波分量。
[0031] 具体的说，本发明包括反馈放大电路和输出级电路，反馈放大电路包括输出功率 管Mp和误差放大器Ae，还包括：
[0032] 电源纹波采样电路，其输入端接电压输入端Vw输出端接纹波分量叠加电路的第 一输入端，电源纹波采样电路用于采集电源纹波分量；
[0033] 纹波分量叠加电路，其第二输入端接误差放大器Ae的输出端，其输出端接输出功 率管Mp的控制端，纹波分量叠加电路用于将电源纹波分量叠加到输出功率管MP的控制端。
[0034] 所述电源纹波采样电路包括：
[0035] 前馈补偿放大器Af，其正性输入端接参考电压Vbus;
[0036] 第一比例电阻Rffi，设置于电压输入端Viw和前馈补偿放大器Af的负性输入端之 间；
[0037] 第一电容Cffi，设置于电压输入端Viw和前馈补偿放大器Af的负性输入端之间；
[0038] 第二比例电阻Rff2,设置于前馈补偿放大器Af的负性输入端和前馈补偿放大器Af 的输出端之间；
[0039] 所述纹波分量叠加电路包括：
[0040] 加法放大器As,其正性输入端接误差放大器Ae的输出端，其负性输入端通过第= 电阻氏3接前馈补偿放大器Af的输出端，其负性输入端还通过第一电阻Rd接输出功率管Mp 的控制端，其输出端接输出功率管Mp的控制端，其负性输入端还通过第二电阻R,2接地。
[0041] 相关参数满足下式：
[0042]
阳〇创其中，Vbus为参考电压，V1。为输入电压，Rffi为第一比例电阻的电阻值，Rffi为第二 比例电阻的电阻值。
[0044] 所述电源纹波采样电路包括： W45] 第九M0S管心其栅极接第八十一M0S管Ms。的漏极，其源极接电压输入端VW其漏 极通过第=电阻氏3接第四十一M0S管14。的栅极，其漏极还通过一个恒流源接地，其漏极还 通过串联的第四电阻氏2和第=电容CC2接地；其漏极还通过第二比例电阻Rff2接第屯十二 M0S管M,b的栅极；
[0046] 第八^^一M0S管Ms。，其源极接电压输入端Vw其漏极接第屯^^一M0S管M,。的漏 极，其栅极接第八十二M0S管Msb的栅极和漏极；
[0047] 第八十二M0S管Msb，其源极接电压输入端Vw其漏极接第屯十二M0S管勺漏 极； W48] 第屯十一M0S管M,。，其源极接第屯十二M0S管M,b的源极，其栅极接参考电压点；
[0049] 第屯十二M0S管M%，其源极通过一个恒流源接地，其栅极通过并联的第一比例电 阻Rffi和第一电容C接电压输入端VIW。
[0050] 所述纹波分量叠加电路包括：
[0051] 第六M0S管Me,其源极接电压输入端Vw其漏极通过一个恒流源接地，其漏极还通 过第一电阻Rsi接第四十一M0S管M4。的栅极，其漏极还连接输出功率管MP的栅极； W巧其栅极接第五十二M0S管Msb的漏极； W53] 第五十一M0S管Ms。，其源极接电压输入端Vw其漏极接第四十一M0S管M4。的漏 极，其漏极还和栅极连接，其栅极接第五十二M0S管Msb的栅极；
[0054] 第五十二MOS管Msb，其源极接电压输入端Vw其漏极接第四十二MOS管M4b的漏 极；
[00对第四十一M0S管M4。，其栅极通过第立电阻IU妾第九M0S管M9的漏极，栅极还通过 第二电阻Rs2接地，其源极通过一个恒流源接地；
[0056] 第四十二M0S管M4b，其源极通过一个恒流源接地，其栅极接误差放大器的输出端。 阳057] 更具体的说明如下：
[0058] 图1为传统LD0输入纹波电压禪合到输出的路径示意图，主要包括4条路径：第① 条为LD0主环路引入，第②条为输出功率管Mp有限跨引入，第③条为误差放大器有限PSRR 引入，第④条为基准电压有限PSRR引入。
[0059] 其中路径①，②的输出到输入的传递函数为：
[0060]
阳〇6U 公式（1)中gm，Mp为功率管跨导，Td,，Mp为功率管导通电阻，奇为总的负载阻抗， Rfi和Rf2为反馈电阻，A。。为误差放大器直流增益，W。为误差放大器主极点。当S= 0时公 式（1)简化为公式（2)，由此可见在低频段，PSRR取决于反馈增益。
[0062]
[0063]随着频率的升高，当S=-时公式（1)简化为公式（3)，由此可见受误差放大器主 极点影响，反馈增益衰减严重，PSRR取决于负载阻抗、导通阻抗和跨导。
[0064]
阳0化]路径③，④的传递函数为：
[0066]
阳〇例公式（4)中Zt"t(s) =Z^s)I|rds，Mp||巧fi+Rf2