专利名称：噪声发生器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于产生随机序列或随机位的种子的器件。更具体地说，本发明涉及一种防止干扰信号干扰以便提供可用于产生随机位的真正随机种子的噪声源。
背景技术：
随机数或随机位通常是伪随机(PN)类型，由反馈移位寄存器产生。这种PN序列是确定且循环的，但当以随机时间间隔快照时，在足够长的周期看上去该PN序列是随机的。通过用真正随机值来播种PN发生器，PN码将具有更好的统计特性。这种种子例如可从热噪声(其原则上是随机的)中产生。由于电路缺陷，热噪声将包含循环，诸如寄生信号和时钟馈通，这使它更不适合单独用作随机发生器。通过将热噪声源与移位寄存器相结合，并采用其它信号处理，可获得更好的结果。
噪声器件一般由放大的热噪声源、噪声振荡器或不规则反馈电路组成。热噪声来源于高欧姆电阻器或反偏PN结(其中经常采用一些击穿机制)。由于振荡器的频率稳定性低，振荡器通常基于驰张振荡器或环形振荡器。
W.Timothy Holman，J.Alvin Conolly和Ahmad B.Dowlatabadi的“集成模拟/数字随机噪声源”(IEEE Transactions on Circuits andSystems IFundamental Theory and Applications，44(6)521-528，1997年6月)公开了一种模拟/数字随机噪声源。大电阻器用作热噪声发生器。该电阻器耦合到用于放大弱噪声的运算放大器，其中放大的噪声信号馈送到比较器的非反相输入，并经低通滤波器馈送到该比较器的反相输入，以去掉DC和低频分量。比较器将基于噪声输入信号产生数字随机输出。
Craig S.Petrie和J.Alvin Conelly的“用于密码学应用的基于噪声的IC随机数发生器”(IEEE Transactions on Circuits and Systems IFundamental Theory and Applications，47(5)615-621，2000年5月)公开了一种随机数发生器。来自包括噪声源、低通滤波器和1/f滤波器的噪声器件的噪声被放大，并经限幅器馈送到采样和保持电路的输入，并最终馈送到产生随机输出的电流控制振荡器。两个50欧姆n井输入的电阻器用于产生可预测电平的热噪声。
根据已知现有技术的解决方案利用了运算放大器，其中该放大器的尺寸确定不是设计用于高的噪声/干扰比，而是用于常规尺寸确定参数，诸如电流、驱动能力、固有噪声等。同样，没有提供噪声发生器免受干扰的保护。
以上解决方案的缺点是在产生热噪声的过程中作为用于产生随机位序列的种子，其中上述方法并不完全适于数字CMOS技术。电阻器值必须高，这意味着，如果在集成电路上实现，则这些电阻占的面积很大，导致增加基底和其它电容耦合干扰的倾向。此外，并不是所有CMOS技术都提供合适的电阻器。用作噪声源的反偏PN结常常依赖于载波相乘来放大噪声，这导致了高噪声电平，其在宽噪声带宽情况下是有噪声的。遗憾的是，在标准数字ASIC技术中没有具有足够低击穿电压的合适结可用。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种用于产生真正随机种子的器件，该种子用于产生随机位序列。并且，目的是提供一种用于在接通时产生随机种子的器件，该种子用于产生具有快速稳定时间的随机位序列。
包括噪声源和放大器的用于产生具有高噪声/干扰比的噪声信号的器件实现了以上目的。根据本发明的器件具有防止噪声源受到干扰信号干扰的设计。此外，来自MOS晶体管的固有噪声被用作噪声源，借助于连接到电源和所述噪声晶体管的负载以及连接到所述噪声晶体管和接地部件的尾电流源，来防止噪声源受到干扰信号的干扰。所有这些元件共同组成噪声放大器。在放大器链中进一步放大来自噪声放大器的噪声。DC反馈滤波器和噪声放大器与随后的第一放大器单元之间的对称性提供了快速稳定时间，因为在反馈滤波器稳定之前噪声将是可用的。
在本发明的一个实施例中，放大器链的输出用作振荡部件的偏置源。响应于调制振荡部件的偏置，所述振荡部件将产生真正的随机输出。
本发明的另一个目的是，提供一种包括用于产生真正随机种子的器件的集成电路，该随机种子用于产生随机位序列。
通过包括用于产生具有高噪声/干扰比的噪声信号的器件的集成电路来实现上述目的，该器件包括噪声源和放大器。在本发明的一个实施例中，使用标准CMOS技术来实现该器件的所有元件，其中保护噪声源使之不受干扰信号的干扰。
本发明的又一目的是，提供一种包括用于产生随机种子的器件的电子装置，该随机种子用于产生随机序列。
根据本发明，通过包括用于产生具有高噪声/干扰比的噪声信号的器件的电子装置来实现上述目的，该器件包括噪声源和连接到该噪声源的放大器，其中防止该噪声源受到干扰信号的干扰。此外，根据本发明，该噪声用作振荡部件的偏置源。
本发明的一个优点是提供了高噪声/干扰比，其中可产生用于产生随机位序列的真正随机种子。此外，根据本发明的器件的所有电路块，包括电阻器和电容器，都可提供有CMOS技术。放宽了所有公差，并且只有相对匹配是重要的，使其与芯片级实现兼容。此外，由于利用了正规MOS器件的热和1/f噪声，因此不需要专用噪声器件，诸如高值电阻器或齐纳二极管。
本发明的另一个优点是，噪声放大器链的DC耦合避免了信号通路的分路，并避免了通过来自耦合电阻器的寄生信号引入干扰。
根据本发明的器件的最佳尺寸确定具有如下优点放大器链的差分结构最小化了共模引起的干扰。此外，将负载连接到电源、通过使用级联PMOS负载和NMOS尾电流源最小化从Vdd到地的阻抗通路，最小化了来自电源、地和基底的耦合通路。此外，使用噪声放大器的同一基本放大器单元(其具有最佳器件尺寸确定)和放大器的至少一个放大器单元具有不需要级间耦合电阻器的优点，这将进一步增加噪声电平，并由此增加噪声/干扰比。
本发明的另一个优点是，用于产生种子的器件可用作独立噪声源，并因此适合用作任何使用噪声源的电子装置中的集成元件。
在从属权项中定义了本发明的其它优选特征。
应强调的是，当在本说明书中使用术语“包括”时，用于指定所阐述特征、整数、步骤或部件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整数、步骤、部件或其群组的存在或附加。
现在将参考附图更详细地描述本发明的实施例和各种其它方面，附图中图1示出了包括用于产生噪声信号的器件的移动电话；图2示出了用于产生噪声信号的器件及示例性振荡部件的原理；图3是根据图2产生噪声信号的器件的一个实施例的更详细图；图4是根据本发明的基本放大器单元的图示；图5是实施为噪声放大器的噪声源的一个实施例的详细图示；图6a是图2放大器的第一放大器单元的一个实施例的详细图示；图6b是图2放大器的第二放大器单元的一个实施例的详细图；图7示出包含在本发明中的DC补偿反馈滤波器的原理；
图8是图7反馈滤波器的一个实施例的更详细图示；以及图9是图2示例性振荡部件振荡放大器的一个实施例的详细图。
具体实施例方式
图1示出了实施为移动电话1的电子装置，其中采用了本发明。然而，本发明并不局限于移动电话1，而可在任何使用噪声源的电子装置中实现。移动电话1包括用于例如通过移动电信网络与其它电子装置通信的各种电路。该电子装置还可实施为移动无线终端、寻呼机、通信器，诸如电子管理器或智能电话等。为了提供安全通信，移动电话1包括密码块，该密码块可分别用于加密和解密。因此，移动电话1适于提供本身已知的密码功能。根据本发明的一个实施例，用于产生噪声信号的器件与其它功能块(诸如密码块)一起提供为集成电路，以形成结合在移动电话1中的ASIC(专用集成电路)。
图2示出了用于产生随机位序列的器件的原理，该器件包括根据本发明用于产生噪声信号的器件10，器件10包括输出端连接到放大器12输入端的噪声源11。在一个示例性实施例中，放大器12的输出端连接到诸如压控振荡器(VCO)的振荡部件13的输入端，用于产生具有许多抖动和独立于移动电话1时钟系统的频率的连续位流。在该实施例中，振荡部件13的输出又连接到诸如低扇出缓冲器的缓冲器14的输入。
噪声源11产生弱宽带噪声信号，该信号被放大器12放大为接近特定电压，诸如100mVRMS。然而这个值并是决定性的，而且必须在每个特定配置中测试和估计。根据本发明的一个示例性实施例，放大器12放大的噪声用于调制振荡部件13，下面将进一步描述。因此，振荡部件13将产生具有许多抖动和独立于时钟系统的频率的连续位流，并且该位流由缓冲器14缓冲。
图3示出了根据本发明用于产生噪声信号的器件10的更详细实施例。噪声源11包括噪声放大器100，放大器12分别包括DC耦合的第一和第二级联放大器单元200和300，并且示例性振荡部件13包括三个振荡放大器400a、400b、400c和一个差分放大器500。而且，所述器件10连接到反馈放大器15和偏置部件16，该偏置部件具有分别提供第一和第二偏置bias1和bias2的第一和第二输出端17、18。
根据本发明，热和/1/f噪声用作噪声源。在本发明的优选实施例中，来自MOS晶体管的固有噪声用作产生热噪声的噪声源11。而且，如下面将描述的，来自后面放大器的1/f噪声将用于进一步改进根据本发明器件的噪声特性。然而，固有噪声非常弱，vn2～kT/Cgs，其中k是玻尔兹曼常数，T是绝对温度，而Cgs是晶体管的栅极源极电容。而且，为了提供真正随机噪声，必须保护噪声源使之免受干扰时钟信号的干扰，该干扰时钟信号可经由电源和偏置线路并通过ASIC基底进入噪声源，该ASIC中结合了产生噪声信号的器件10。
由于MOS晶体管中可用的低噪声电平，放大器12放大由噪声源11产生的噪声。放大器12通过使用包括多个放大器单元200、300的放大器链增大噪声的方式来实现放大。放大器单元最好与噪声源11同一类型。如下面将描述的，噪声源11是真正没有输入信号的放大器。根据本发明的一个实施例，噪声源11和放大器12的所有元件都可构建在同一基本放大器单元600的周围，这将在下面描述。
图4示出了本发明的基本放大器单元600，其中保护放大器件(包括噪声源)使之免受干扰信号的干扰。MOS晶体管本身用作放大器件。由于固有噪声非常弱，因此具有高功率增益的放大器是优选的。因此，根据优选实施例使用共源放大器，因为这是具有最高功率增益的配置。MOS晶体管在集成电路上非常小，并且对于放大器件的相邻器件而言，干扰信号和场将具有同一大小和方向。通过使用放大器件的差分拓扑，这种干扰将显示为共模(CM)信号，通过优化电路和布局对称性可抑制该共模信号，这将在下面进行说明。
图4中所示的基本放大器单元600包括第一晶体管对601a和601b、第二晶体管对602a和602b、第三晶体管对603a和603b以及第四晶体管对604a和604b。根据本发明的一个实施例，第一和第二晶体管对601a、601b、602a、602b是用作共源放大器负载的PMOS器件。在一个实施例中，第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b是NMOS器件，其中第三晶体管对603a、603b是共源放大器，而第四晶体管对604a、604b是尾电流源。
PMOS晶体管601a、601b、602a、602b使用公共偏置，其中第一晶体管对601a、601b的栅极经第一偏置端607a连接到第一偏置bias1，而第二晶体管对602a、602b的栅极经第二偏置端607b连接到第二偏置bias2。第一晶体管对601a、601b的源极和体(bulk)连接到电源(Vdd)。第一晶体管对601a、601b的漏极分别连接到第二晶体管对602a、602b的源极。
第二晶体管对602a、602b的漏极分别连接到第三晶体管对603a、603b的漏极和第四晶体管对604a、604b的栅极。第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b的体连接到接地部件，诸如在其上实现基本放大器单元600的基底。第三晶体管对603a、603b的源极分别连接到第四晶体管对604a、604b的漏极。而且，第三晶体管对603a、603b的源极短路。第四晶体管对604a、604b的源极连接到接地部件。第四晶体管对604a、604b的栅极分别连接到第二晶体管对602a、602b的漏极，还分别连接到第一和第二输出端605a、605b。第三晶体管对603a、603b的栅极分别连接到第一和第二输入端606a、606b。
为了最大化共模抑制比(CMRR)和电源抑制比(PSRR)，基本放大器单元600的差分放大器(即第三晶体管对603a、603b)和尾电流源(即第四晶体管对604a、604b)连接到接地部件。所述尾电流源提供共模反馈，该共模反馈将NMOS尾电流源604a、604b设为适当的静点。因此，从第三晶体管对603a、603b到Vdd具有很高的阻抗通路(负载)极为重要。在图4的实施例中，第一和第二晶体管对601a、601b、602a、602b的级联PMOS晶体管提供了该负载。在集成电路中不可避免的是，电源电压将携带具有大约10-100mV较大尖峰信号的干扰信号。通过使负载阻抗最大，最小化了进入第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b的NMOS晶体管的Vdd感应干扰电流。根据本发明的优选实施例，已选择了级联PMOS负载。
通过第一和第二晶体管对的级联耦合，抑制了连接到Vdd的第一晶体管对601a、601b的PMOS晶体管之间的失配，如图4中所示，其中最大化了负载阻抗。因此，进入第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b的干扰电流将被最小化。
在备选实施例中，基本放大器单元600的极性改变了，其中第一和第二放大器对601a、601b、602a、602b由NMOS晶体管替代，而第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b由PMOS晶体管替代。
在又一个实施例中，基本放大器单元600的晶体管被提供为双极结型晶体管(BJT)。在另一实施例中，尾电流源可提供为电阻器。给尾电流源提供电阻器可能导致不稳定的工作点。因此，当电阻器用于提供尾电流源时，提供附加偏置部件(未示出)来控制静点。同样，在备选实施例中，由电阻器(未示出)提供第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b的载荷。
在备选实施例中，第一晶体管对601a、601b之间的任何失配通过短路它们的漏极端(未示出)来得以消除。因此，进入第一晶体管对601a、601b的来自Vdd的干扰将同相地通过所述晶体管，其中如果它们完全匹配，则其漏极电位相等。因此，可提供第一晶体管对601a、601b漏极之间的短路。所述短路要求第一晶体管对601a、601b之间的任何不匹配对于第二晶体管对602a、602b都是不可见的。对于差分信号，在所述漏极没短路的情况下，漏极电位不相等，其中在漏极不提供信号接地。然而，提供短路将提供差分信号的虚拟接地点，由此将降低差分输出阻抗，并由此降低差分负载阻抗增益。在通过使所述晶体管的漏极短路的方式维护第一晶体管对601a、601b之间的失配之后，第二晶体管对602a、602b的其余两个PMOS晶体管和第三晶体管对603a、604a的NMOS晶体管之间的失配将留作为有限共模抑制比(CMRR)的源。从共模角度来看，负载阻抗并不因并联而受到损害，但差分负载阻抗受到损害，如上所述。在第一和第二晶体管对601a、601b、602a、602b的晶体管并联情况下，即601a与601b并联，而602a与602b并联，当第一晶体管对601a、601b的漏极短路(未示出)时，第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b的NMOS晶体管经历了各为gds603+gds602的低频负载。然而，当第一和第二晶体管对601a、601b、602a、602b按图4中所示的第一实施例连接时，第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b的NMOS晶体管的每个负载将大约为gds603+gds602·gds601/gm602，这导致更高的差分增益，gm是晶体管的跨导。应注意的是，根据本发明的另一实施例(未示出)，第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b的NMOS晶体管的载荷(即第一和第二晶体管对601a、601b、602a、602b)可设有电阻器。
将尾电流源(即第四晶体管对604a、604b)的栅极连接到输出端605a、605b(并因此连接到第二晶体管对602a、602b的漏极)通常将迫使所述第四晶体管对进入三极管区。然而，通过适当调节第三和第四晶体管对603a、603b、604a、604b之间的长度-宽度比，即使在考虑第三晶体管对的背栅(back-gate)效应时，第四晶体管对604a、604b也将几乎处于五极管区。并且，在晶体管周围增加几个基底接点、以及通过最大化布局对称性的方式，在地和基底之间的干扰短路时，CMRR将足够高。根据优选实施例，以相同方式确定基本放大器单元600的PMOS晶体管和NMOS晶体管的尺寸，来放大偏置。因此，根据本发明的优选实施例，晶体管的尺寸确定(sizing)，即宽度-长度比Z，设置为Z602Z601=Z603Z604≈10]]>(公式1)
然而，在另一实施例中，该关系式可有所不同，只要它基本上大于1，最好大于3。如果不满足以上关系式，则在没迫使连接到接地部件或Vdd的晶体管(即第一晶体管对601a、601b和第四晶体管对604a、604b)进入提供较低阻抗的线性区的情况下，基本放大器单元的晶体管601a-604b不能具有公共偏置。然而，在备选实施例中，确定尺寸的其它关系式可以大于10，并仍使用公共偏置。出于以下将进一步讨论的原因，选择比率10。并且，在又一备选实施例中，提供了分离偏置，其中不必满足上面的关系式。
由于vn2～kT/C和电容C～Cgs603，其中Cgs603是第三晶体管对603a、603b的栅源电容，所以最好保持晶体管尽可能小，以便保持低干扰，同时仍然获得足够好的匹配。此外，将由Cgd603+Cgd602+C′gs603分别加载输出端605a、605b，其中C′gs603是后面级的输入电容，将以相同方式确定该电容的大小。而且有利的是，最小化基本放大器单元600的PMOS晶体管601a、601b、602a、602b的尺寸，以最小化进入第三晶体管对603a、603b的干扰。
根据本发明，除了最大化噪声电平以外，最好还最大化噪声/干扰比(in2/iI2)，即，保持干扰信号尽可能低。噪声电平可近似为in2≈kTCgsgm2]]>(公式2)其中gm2≈[μCoxWL(Vgs-VT)]2≈2μCoxWLIds]]>(公式3a)Cgs=2WLCox3]]>(公式3b)通过组合公式2、3a和3b，我们得到in2≈3kT·2μCoxWIds2WLCoxL=3kTμIdsL2]]>(公式4)其中噪声电平表示为晶体管沟道长度L和静态电流Ids的函数。在上面的公式中，Cox表示氧化物电容，k是玻尔兹曼常数，T是绝对温度，μ是迁移率，W是晶体管的沟道宽度，VT是阈值电压，并且Vgs是栅极-源极电压。从公式2-4可看出，增加栅极驱动电压(Vgs-VT)将增加跨导(公式3a)，反过来又将增加噪声电流(公式2)。
进入基本放大器单元600的干扰和下面将描述的噪声源11将与单端噪声耦合乘以失配成比例。单端噪声耦合取决于诸如Vdd、接地部件等的干扰源与信号节点之间的阻抗。利用级联第一和第二晶体管对601a、601b、602a、602b的拓扑选择并提供根据以上公式1的器件尺寸确定(这将最大化负载阻抗)来最小化阻抗，将最小化单端噪声耦合。
为了保持干扰尽可能低，基本放大器单元600的失配部分是重要的。晶体管的实际沟道长度L和沟道宽度W与工艺有关，但是通过保持根据公式1的基本放大器单元600元件间的比率，对于工艺改变和偏置条件，性能将是足够鲁棒的。根据本发明的一个实施例，具有如下特性的CMOS集成电路用于基本放大器单元600σVT~2nV/W·Leff]]>(公式5)σKP~0.002ppm/W·Leff]]>(公式6)Leff＝L-0.085μm(公式7)其中σvt是阈值电压失配，σkp是增益失配，而Leff是电沟道长度。通过用公式5-7，相对静态电流Ids失配近似为σgm2≈σKP2+σVT2(Vgs-VT)2=1W·Leff+[(2%μm)2(2mVμmVgs-VT)2]]]>(公式8)当Vgs-VT≈100mV时，增益(KP)和阈值电压(VT)失配大小相等。这是基本放大器单元600的最低有用工作点，因为由于给定电流的沟道长度L太短将降低栅极驱动电压VE＝Vgs-VT，因此匹配将随低的VE＝Vgs-VT而降低，从而增加Ids失配(见图8)。在较低栅极驱动电压的情况下，Vgs和VT的大小近似相等，其中由VT变化引起的VE的相对变化将更大。因此，低的栅极驱动电压将降低跨导，反过来又将降低噪声电平，并增加静态电流失配。
干扰电流Ii与失配σ成比例，因此噪声/干扰比可定义为in2iI2∝2kTμIdsL2σ2∝IdsWL]]>(公式9)其显示，对于给定的偏流预算Ids，我们需要使器件短而且宽。在VE＝Vgs-VT≈100mV的优选实施例中，通过选择晶体管的适当沟道宽度来设置电流。
最小长度的晶体管具有非常高的输出电导(低开路电压增益)。因此，最好保持器件尺寸确定为最小沟道长度的几个整数倍。根据一个实施例，根据上式，基本放大器单元600的尺寸确定为Z603=Z602=2.5μm2,5μm=10,Z604=Z601=2.5μm2,5μm=1]]>(公式10)根据公式10，沟道长度为2.5gm的尺寸确定导致了σVT≈0.25mV]]>的阈值电压失配和σKp≈0．25％的跨导失配。根据上式，在栅极驱动电压(VE＝Vgs-VT)超过100mV的情况下，这将对应于40dB的CM信号衰减。应注意的是，根据本发明的其它实施例，较大的晶体管面积是可能的。然而，较大的栅极面积还将降低噪声电平。
在其它实施例中，基本放大器单元的尺寸确定选择为在以下范围内W603＝W602＝2.5－125μnL603＝L602＝0.25－12.5μmw601＝W604＝0.25－12.5μmL601＝L604＝0.25－12.5μm其中W是晶体管的宽度，且L是晶体管的长度。
输入操作上以AC方式连接到接地部件的基本放大器单元600形成噪声放大器100，其用作噪声源11。
在另一个未示出的实施例中，基本放大器单元600的输入以DC方式连接到固定电位，以形成噪声放大器100。
基本放大器单元600的MOS晶体管的固有噪声通过将基本放大器单元600的输入端606a、606b以AC方式短路到接地部件来用作热噪声。在图5中示出了根据本发明一个实施例的噪声放大器100。噪声放大器100对应于具有以上修改的基本放大器单元600。因此，基本放大器单元600和噪声放大器100的相同元件由相同标号表示。因此，基本放大器单元600的第一晶体管对601a、601b对应于噪声放大器100的第一晶体管对101a、101b，等等。通过将噪声放大器100的输入端106a、106b连接到接地部件，每个输出端105a、105b将产生噪声电流in2~4kTBgm≈kT/Cgs·gm2≈38kTCox(Vgs-VT)2Z2/A,]]>其中B是噪声带宽，Z是沟道宽长比，而A是沟道面积。因此，器件越小，Cgs将越小，并且产生的噪声电平越高。然而如上所述，由于匹配会随低的栅极驱动电压而降低，因此器件尺寸太小将导致失配。
放大器12包括两个级联放大器单元200、300。第一放大器单元200的设计对应于上述的基本放大器单元600，而第二放大器300是差分放大器，下面将进一步描述。在图6a中公开了第一放大器单元200的细节。如上面已结合噪声放大器100所描述的，基本放大器单元600和放大器单元200的相同元件由相同标号表示。噪声放大器100的输出端105a、105b分别连接到第一放大器单元200的输入端206a、206b。此外，如以上已关于基本放大器单元600描述的，噪声放大器100和第一放大器200使用相同的偏置bias1和bias2。
由后面的放大器200、300加载噪声源11并没降低太多噪声。如以上关于基本放大器单元600描述的，这是由于第一和第二放大器200、300的尺寸确定与噪声放大器100的基本类似。
图6B示出了第二放大器300一个实施例的详细设计。第二放大器300(其是差分放大器)和基本增益单元600的相同元件由相同标号表示。因此，基本放大器单元600的第一晶体管对601a、601b在第二放大器300中具有其等价物301a、301b，等等。第一放大器单元200的输出端205a、205b分别连接到第二放大器300的第一和第二输入端306a、306b。基本放大器单元600和第二放大器单元300之间的差异如下。下面没讨论的第二放大器单元300的所有元件和连接对应于基本放大器单元600。
只有第一偏置bias1经偏置端307连接到第二放大器单元300，即连接到第一晶体管对301a、301b的栅极。此外，第二晶体管对302a、302b之间的连接有所不同。晶体管302b的栅极连接到晶体管302a的漏极，而晶体管302a的栅极连接到晶体管304a的栅极和其自身的漏极。并且，仅提供了一个输出端305，其连接到晶体管302b的漏极和晶体管303b的漏极之间的连接。
根据本发明的一个方面，补偿差分偏移是优选的，以便最大化差分增益。因此，也将最大化输出噪声电平、CMRR和PSRR(电源抑制比)。在图3所示的实施例中，已经选择DC耦合结构来补偿差分偏移，并最大化差分增益。由于CM增益必须小于1(即负值或小于1，以便稳定)，因此噪声源11已与第一和第二放大器单元200、300级联，以形成具有负差分增益的链。就CM电压而言，CM增益大于1的放大器电路将是不稳定的，并将开始同相地自激振荡，即，静点将改变，导致差分信号为0。
提供了DC补偿反馈回路，其中第一放大器200的输出端205a、205b经反馈滤波器15连接到噪声放大器100的输入端106a、106b。
在图7中示出了反馈滤波器15的原理。反馈滤波器15包括连接到接地部件和第一电阻器R1的大电容器Cp。电阻器R1与第二电阻器R2串联，电阻器R2与第二电容器Cz并联耦合。第二电阻器R2和第二电容器Cz与第三电阻器R3串联，电阻器R3耦合到滤波器15的输入端i。滤波器15的输出端O连接到第一和第二电阻器R1、R2之间的连接。
反馈滤波器15有两个极点和零点。低频极点时间常数由τp1＝(R3+R2)Cp确定，而相应零点由τz1＝R1Cp确定。为了提供相位补偿，提供Cz以插入高频幻象零点(phantom-zero)。低频极点将DC增益设为1，其中最小化了DC偏移。由于放大器差分结构提供的低偏移，因此只有噪声放大器100和第一放大器200在DC反馈回路内部。这简化了频率补偿，同时仍将输出偏移保持在合理值，如上所述大约是100mV。应注意的是，由于低频极点，所以噪声增益不受DC反馈影响。
图8示出了包括第一和第二滤波器700a和700b的反馈滤波器15的一个实施例。各滤波器700a、700b基于旁路(pass)晶体管和栅极电容器的链。使用MOS晶体管提供了5个长沟道晶体管的级联对应于R3的701a和701b、对应于R2的702a和702b以及对应于R1的703。这里，所述晶体管提供为PMOS晶体管。晶体管701a、701b、702a、702b、703的体连接到Vdd，且栅极连接到接地部件。晶体管701a的源极连接到输入端704。晶体管701a的漏极连接到晶体管701b的源极，晶体管701b的漏极连接到晶体管702a的源极，晶体管702a的漏极连接到晶体管702b的源极，且晶体管702b的漏极连接到晶体管703的源极。此外，对应于电容器Cz的电容器705的第一端连接到晶体管701b漏极和晶体管702a源极之间的连接，并且电容器705的第二端连接到晶体管702b漏极和晶体管703源极之间的连接，并连接到输出端706。
使用MOS晶体管，从5个晶体管707a-707e的链中构造滤波电容器Cp。这里，这些晶体管707a-707e包括NMOS晶体管。晶体管707a-707e的源极、体和漏极各连接到接地部件。并且，所述晶体管705a-705e的栅极连接到晶体管703的漏极。从图8中可看出，所述晶体管705a-705e的漏极连接到后面晶体管的源极。
长沟道晶体管701a、701b、702a、702b、703实现为PMOS器件，其尺寸确定为使第一放大器单元200输出级的载荷最小化，并最大化滤波器时间常数。由于MOS模型不擅长处理长沟道晶体管的输出电导，因此几个晶体管已用于建模例如R2、R3和Cp。并且，晶体管中的一些分布效应模型将丢失。因此，为了不过多强调输出电导建模，并为了得到一些建模的分布式栅极效应，使用几个晶体管。应注意的是，在本发明的其它实施例中可采用不同数量的旁路器件。在大信号电平上，滤波器将与强二次分量成非线性关系。然而，这个非线性将被放大器单元100、200的CM反馈抑制。
在图8的实施例中，滤波电容器Cp由并联的5个宽NMOS晶体管707a-707e提供，以便不过多降低电容器Q。在一个实施例中，晶体管705a-705e的沟道面积大约是A＝5·25μm·5μm＝625pm2，这对应于大约6.25pF的电容器大小。
在备选实施例中，每个滤波器700a、700b的任何PMOS晶体管都由NMOS晶体管替代，并且任何NMOS晶体管都由PMOS晶体管替代，其中滤波器的极性将被转换。
第一反馈滤波器700a的输入端704连接到第一放大器单元200的第二输出端205b。第一滤波器700a的输出端706连接到噪声放大器100的第一输入端106a。第二反馈滤波器700b的输入端704连接到第一放大器单元200的第一输出端205a，并且第二反馈滤波器700b的输出端706连接到噪声放大器100的第二输入端106b。将反馈滤波器700a、700b连接到噪声放大器100的输入端106a、106b将以AC方式经滤波电容器Cp(即晶体管707a-707e)提供所述输入端到接地部件的短路。
提供两个平衡的DC反馈滤波器700a、700b使噪声放大器非常快速地稳定。放大器工作点(电压)的共模分量稳定的慢，这是由于其大的时间常数(τP1＝(R3+R2)Cp)，但是由于噪声放大器100和第一放大器200之间的对称性，在共模分量已稳定之前，噪声就可用很长时间了。虽然反馈滤波器还没稳定，但所述放大器的共模反馈将其中的输出信号保持在合理电平。并且，第一放大器单元200将不必稳定，并将一直处于激活区。反馈滤波器的稳定是同相的，其中在反馈滤波器700a、700b的稳定期间，在第一放大器单元200的输出端205a、205b提供了同相稳定波动。因此，虽然该稳定不是稳态的，但是由差分放大器300提取的稳定波动所引起的输入信号波动之间的差异用于提供第二放大器300的输出端305处的放大噪声信号。在本发明备选实施例中可提供的典型单DC反馈滤波器不会实现这个。此外，在根据本发明的器件接通时，示例性振荡部件立即开始振荡，其中在反馈滤波器700a、700b已经稳定之前，振荡部件13的固有噪声与放大器波动差一起用于调制该振荡部件。此外，差分反馈需要噪声放大器100和第一放大器单元200的足够共模抑制，或者由于交叉耦合反馈(第一放大器单元200的第一输出端经由第二反馈滤波器700b连接到噪声放大器100的第二输入端106b，反之亦然)导致正的共模反馈(但回路增益＜＜1)，所以它们将变得不稳定。
通过用电容器Cz提供幻象零点补偿，可以只将噪声放大器100和第一放大器单元200包含在DC反馈回路内，同时仍足以维持稳定边际，而不插入任何前向通路增益成形(gain-shaping)，诸如低通滤波器。这最大化了噪声放大器增益和噪声带宽，有助于更高的输出噪声电平。并且，当第二放大器300在反馈放大器15外部时，来自所述放大器的所有1/f噪声将被馈送到后面的振荡部件13，这进一步改进了噪声/干扰比。
在图3中示出了实施为VCO的示例性振荡部件13的原理。振荡部件13具有环形振荡器结构，由于环形振荡器因其差的噪声性质(即高噪声电平)而闻名，这在与本发明一起使用时是所期望的。振荡部件13包括三个振荡放大器400a、400b、440c，以及对应于上述差分放大器300的差分放大器500。应注意的是，在备选实施例中，振荡部件13可提供为具有电流输入的流控振荡器，其中放大器12设有电流输出端。差分放大器500的输出端将提供由所述放大器产生的随机位序列。
图9示出了振荡放大器400a的一个实施例的详细设计。振荡放大器400b和400c对应于振荡放大器400a。因此，在下文中将仅公开振荡放大器400a。振荡放大器400a基于具有一些修改的基本放大器单元600。因此，基本放大器单元600和振荡放大器400a的相同元件由相同标号表示。因此，基本放大器单元600的第一晶体管对601a、601b对应于振荡放大器400a的第一晶体管对401a、401b，基本放大器单元600的第二晶体管对602a、602b对应于振荡放大器400a的第二晶体管对402a、402b，等等。然而，在基本放大器600和振荡放大器400a之间存在一些差异。为了提供分离偏置，振荡放大器400a设有第一和第二偏置器件408a、408b。根据一个实施例，所述偏置器件提供为PMOS晶体管。第一偏置器件408a的栅极经偏置端407a连接到第一偏置bias1，所述晶体管的源极和体连接到Vdd，而漏极连接到晶体管401a漏极和晶体管402a源极之间的连接。并且，晶体管401b的栅极连接到第一偏置bias1。第二偏置器件408b的栅极经第三偏置端409连接到第三偏置bias3，所述晶体管的源极和体连接到Vdd，而漏极连接到晶体管401b漏极和晶体管402b源极之间的连接。同样，晶体管401a的栅极连接到第三偏置bias3。振荡放大器400a的所有其它连接对应于根据基本放大器单元600的连接。
振荡放大器400a的尾电流源404a、404b提供迫使所述放大器差分振荡的低CM增益。使用奇数个振荡放大器400a-400c(即，此处为3)保证了CM稳定性，如上所述，假设CM增益是负的。然而，应注意的是，从差分意义上来说，如果在第三振荡放大器400c的输出端405a、405b和第一振荡放大器400a的输入端406a、406b之间提供的反馈连接450a、450b交叉耦合，以提供幻象负反馈，则偶数个振荡放大器也将起作用。从交叉耦合产生的同相寄生电压将被尾电流源404a、404b抑制。然而，当反馈连接450a、450b交叉耦合时，反馈回路将具有不稳定工作点(即，它将锁定在Vdd或地)，不管是偶数个还是奇数个放大级。因此，根据振荡部件13的优选实施例，已选择了奇数个振荡放大器。
本发明的特征是噪声信号可用于改变偏压bias3，该bias3提供振荡部件13的调谐。在振荡放大器400a、400b、400c的正确偏置(bias1、bias2)的情况下，偏压bias3应具有与第一和第二放大器单元200、300的输入和输出电压静点相同的标称值。重要的是，对于bias3的所有可能设置，振荡部件13都振荡，以保证随机输出位流不提供只为0或1的长序列。并且，如果对于偏置bias3，所有可能的设置振荡部件13都不振荡，则例如可能负面影响稳定时间。第二放大器300的输出(其是来自噪声放大器100的放大噪声)用作偏置bias3。第二放大器300的输出端305连接到提供偏置bias3调制的振荡放大器400a-400c的第三偏置端409。
偏置部件16的第一输出端17提供第一偏压bias1，而第二输出端18提供第二偏压bias2。偏置部件16的第一输出端17连接到噪声放大器100、第一和第二放大器单元200和300、振荡放大器400a-400c以及差分放大器500的第一偏置输入端。偏置部件16的第二输出端18连接到噪声放大器100、第一和第二放大器200和300以及振荡放大器400a-400c的第二偏置输入端。偏置部件16可提供为集成电路，该集成电路具有与放大器单元类似的器件尺寸确定，以提供稳定的偏置bias1和bias2。只要提供了适当的第一和第二偏置bias1、bias2，偏置部件16的具体配置就可由不同的设计来提供。然而，如果偏置部件16可与用于产生噪声信号的器件10一起设置在同一集成电路中，则这是优选的。
已经结合优选和备选实施例描述了本发明。然而，本发明并不局限于上述具体实施例，而是最好由以下独立权利要求定义。
权利要求
1.一种用于产生噪声信号的器件(10)，包括用于产生固有噪声的噪声源(11)，其特征在于所述噪声源(11)是具有放大部件(103a，103b)、连接到所述放大部件和电源的负载(101a，101b，102a，102b)以及连接到接地部件和所述放大部件(103a，103b)的尾电流源(104a，104b)的噪声放大器单元(100)。
2.如权利要求1所述的器件，其中所述放大部件包括共源放大器(103a，103b)。
3.如权利要求2所述的器件，其中所述共源放大器(103a，103b)包括具有差分拓扑的晶体管(103a，103b)。
4.如权利要求1-3中任一项所述的器件，其中所述负载包括级联晶体管(101a，101b，102a，102b)。
5.如权利要求1-4中任一项所述的器件，其中所述负载包括电阻器。
6.如权利要求2-5中任一项所述的器件，其中所述尾电流源(104a，104b)连接到所述放大部件(103a，103b)和接地部件，以提供共模反馈。
7.如权利要求1-6中任一项所述的器件，还包括DC耦合到所述噪声放大器单元(100)的第一放大器单元(200)，所述噪声放大器单元(100)的输出端(105a，105b)连接到第一放大器(200)的各个输入端(206a，206b)。
8.如权利要求7所述的器件，其中第一放大器(200)的设计对应于所述噪声放大器单元(100)的设计。
9.如权利要求7或8所述的器件，还包括具有连接到第一放大器(200)输出端(205a，205b)的第一和第二输入端(306a，306b)的差分放大器(300)，所述差分放大器包括放大部件(303a，303b)、连接到所述放大部件和电源的负载(301a，301b，302a，302b)以及连接到接地部件和所述放大部件的尾电流源(304a，304b)。
10.如权利要求1-9中任一项所述的器件，其中所述噪声放大器单元(100)、第一放大器(200)和差分放大器(300)的负载(101a，101b，102a，102b；201a，201b，202a，202b；301a，301b，302a，302b)、放大部件(103a，103b；203a，203b；303a，303b)和尾电流源(104a，104b；204a，204b；304a，304b)包括MOS(金属氧化物半导体)晶体管。
11.如权利要求1-9中任一项所述的器件，其中所述噪声放大器单元(100)、第一放大器(200)和差分放大器(300)的所述负载、所述放大部件和所述尾电流源包括BJT(双极结型晶体管)晶体管。
12.如权利要求1-9中任一项所述的器件，其中所述负载包括PMOS晶体管(101a，101b，102a，102b；201a，201b，202a，202b；301a，301b，302a，302b)，并且所述放大部件和所述尾电流源包括NMOS晶体管(103a，103b，104a，104b；203a，203b，204a，204b；303a，303b，304a，304b)。
13.如权利要求1-9中任一项所述的器件，其中所述负载包括NMOS晶体管，且所述放大部件和所述尾电流源包括PMOS晶体管。
14.如权利要求12或13所述的器件，其中所述放大部件的晶体管(103a，103b)的宽度-长度比(Z)至少是所述尾电流源的晶体管(104a，104b)的宽度-长度比的3倍，并且所述负载的第二晶体管对(102a，102b)的宽度-长度比至少是所述负载的第一晶体管对(101a，101b)的宽度-长度比大小的3倍。
15.如权利要求12或13所述的器件，其中所述放大部件的晶体管(103a，103b)和所述负载的第二晶体管对(102a，102b)的晶体管的宽度(W)在2.5-125μm的范围内，并且所述晶体管的长度(L)在0.25-12.5μm的范围内；所述尾电流源的晶体管(104a，104b)和所述负载的第一晶体管对(101a，101b)的晶体管的宽度和长度在0.25-12.5μm的范围内。
16.如权利要求1-15中任一项所述的器件，其中所述噪声放大器单元(100)的所述放大部件(103a，103b)的输入端(106a，106b)以AC方式短路到接地部件。
17.如权利要求1-15中任一项所述的器件，其中所述放大器单元(100)的所述放大部件(103a，103b)的输入端(106a，106b)以DC方式短路到固定电位。
18.如权利要求7所述的器件，还包括具有分别连接到第一放大器(200)输出端(205a，205b)和所述噪声放大器(100)输入端(106b，106a)的反馈滤波器(15)的DC补偿回路。
19.如权利要求18所述的器件，其中所述反馈滤波器(15)包括第一和第二滤波器(700a，700b)，这两个滤波器各包括提供相位补偿的高频幻象零点电容器(CZ，705)。
20.如权利要求18或19所述的器件，其中所述反馈滤波器(15)包括两个滤波器(700a，700b)，这两个滤波器各包括连接到接地部件的第一电容器(CP，707a-707e)、连接到所述滤波器(700a，700b)输出端的第一电阻器(R1，703)、与连接到所述滤波器(700a，700b)输出端的所述高频幻象零点电容器(CZ，705)并联的第二电阻器(R2，702a-702b)以及连接到所述滤波器(700a，700b)输入端的第三电阻器(R3，701a-701b)。
21.如权利要求20所述的器件，其中第一电容器(CP，707a-707e)、第一电阻器(R1，703)、第二电阻器(R2，702a-702b)、所述高频幻象零点电容器(CZ，705)以及第三电阻器(R3，701a-701b)包括MOS晶体管。
22.如权利要求20所述的器件，其中第一电容器(CP，707a-707e)包括NMOS晶体管，并且第一电阻器(R1，703)、第二电阻器(R2，702a-702b)和第三电阻器(R3，701a-701b)包括PMOS晶体管。
23.如权利要求20所述的器件，其中第一电容器(CP，707a-707e)包括PMOS晶体管，并且第一电阻器(R1，703)、第二电阻器(R2，702a-702b)和第三电阻器(R3，701a-701b)包括NMOS晶体管。
24.如以上权利要求中任一项所述的器件，其中所述器件(10)的输出端(305)连接到用于产生随机位序列(10)的器件，所述器件包括具有输入端(409)的振荡部件，所述输入端(409)用于接收作为连接到所述输出端(305)的输入的偏置，所述振荡部件(13)包括至少一个振荡放大器(400a，400b，400c)和连接到所述振荡放大器的差分放大器(500)，每个振荡放大器(400a，400b，400c)和所述差分放大器(500)包括放大部件(303a，303b；403a，403b)以及连接到所述放大部件和接地部件的尾电流源(304a，304b；404a，404b)，所述放大部件通过连接到所述放大部件和电源的负载(301a，301b，302a，302b；401a，401b，402a，402b)来防止受到干扰信号的干扰。
25.一种电子装置(1)，包括如权利要求1-24中任一项所述的用于产生噪声信号的器件(10)。
26.如权利要求25所述的电子装置，其中所述装置是移动无线终端、寻呼机、通信器、电子管理器或智能电话。
27.如权利要求25所述的电子装置，其中所述装置是移动电话(1)。
28.一种集成电路，包括如权利要求1-24中任一项所述的用于产生噪声信号的器件(10)。
全文摘要
公开了一种用于产生噪声信号的器件(10)，该噪声信号可用于产生真正随机的位序列。该器件包括噪声源(11)和连接到噪声源(11)的放大器(12)。根据本发明，根据噪声源的器件受到保护使之免于干扰信号的干扰，以提供高的噪声干扰比。此外，本发明涉及一种集成电路和一种电子装置，其包括根据本发明用于产生噪声信号的器件。
文档编号G06F7/58GK1792030SQ200480013923
公开日2006年6月21日 申请日期2004年3月19日 优先权日2003年3月26日
发明者S·马蒂森 申请人:艾利森电话股份有限公司