专利名称：将数字信号乘以周期信号的高速乘法器的制作方法
技术领域：
本发明涉及能被用于将一个第一数字信号乘以一个周期波形的数字抽样的数字乘法器，该周期波形的变化通常是正弦曲线。
对本发明的解释将参考在一个使用GPS(全球定位系统)或GLONASS(全球轨道导航卫星系统)的卫星信号的定位接收器中的准确应用而给出。然而，可以理解这里建议的高速乘法方法及实现此方法的乘法器也适用于目的是将一个数字信号乘以一个周期信号的数字抽样的其它情况。
GPS或GLONASS接收器是可以接收来自环绕地球的在轨卫星群中的几个卫星的射频信号的机器。这些接收器能够根据这些信号计算每个接收器的精确位置，有可能还有其速度和绝对时间。
在GPS或GLONASS中，这些射频信号包括一个在固定频率被二进制伪随机码和其它数字数据作了相位调制的载波。这些卫星的发送功率值很低，而该伪随机码用于改善在噪声中对信号的检测，该噪声具有的电平比该信号的高得多。在接收端，该接收信号，即伪随机码的载波与该接收器中本地产生的一恒定码相关联。
在最近设计的接收器中，用于执行此关联的信号处理操作全部是数字的。因此，从卫星接收的信号在将其载波频率变换到一个低到为能进行数字化的值以后被数字化，然后进行相关联。
现在，为了考虑诸如首先多普勒效应、其次信号的传播持续时间等现象，该相关联要求一个相位和频率伺服控制环路。此环路形成了该信号数字处理电路的一部分。
在该伺服环路中，数字信号可能还要经过一次纯粹数字形式的频率变换，即该信号(由在少数几位上的编码的规则抽样表示)乘以一个正弦(数字化的)波形。相乘后的结果是一个带有仍然表示通过伪随机码进行的初始调制的变换了的载波的数字信号。正是此信号将经过一次与恒等的但由本地发生器产生的伪随机码的相关联。
在此数字伺服控制环路中，一个数字正弦信号通常不是直接获得的。为获得之，使用了一个相位数字控制振荡器。此振荡器给出一个周期数字相位，其在O和2π弧度之间以线性锯齿形变化。
为将其数字锯齿形变换成一个正弦信号，使用了一个正弦或余弦表(通常为得到相位正交信号两个都需要)。此类表由一只读存储器组成，该只读存储器在其每个地址精确地包含该地址的数字值的正弦(或对余弦表为余弦)。比如相位被用作4位上的一个地址，以使在存储器在收到一个地址时给出正弦(Sine)。
该正弦数字信号Sine然后在一个标准二进制乘法器中和来自卫星的数字信号相乘。
当结果的计算率为高时，此方法就会遇到物理限制。象只读存储器一样，乘法器也是阻碍的因素。而且，它们是昂贵的电路元件，因为如果数字信号的位数大了的话，它们就会在一个集成电路芯片上占据很多的空间。
为了克服此限制，本发明设计了一种创新的乘法方法及一种将一个第一数字信号乘一个数字化的周期波形的相应乘法器的新颖结构。
本发明基于下述观察在诸如上述的应用中，乘法的结果可以被定义成一系数K的最接近的值乘法真正目的在于作频率转换或数字信号由一个波形调制。在该情况下，在执行的相乘的连续运算期间，在期望的精度的限定内，此系数是恒定的，该相乘就被执行至与提供的该系数最接近的值。
根据本发明的此方法包括利用了一个能够以锯齿形周期性变化的数字相位，以及包括将此相位应用到一个解码器的输入，该解码器利用一个由N个Ksine2iπ/N的N个近似整数值Ai组成的表作为解码函数，i是一个范围从0至N-1的指数，而K是对所有的指数i都恒定的任何一个数，近似整数值Ai是一个或多个被指定一符号的2的正整数次幂的代数和。于是对每一个与相位2iπ/N相应的指数i而言将数字信号SN乘以一个正弦波形的乘法简单地是在解码器的控制下用形成数字Ai的2的各次幂乘该信号SN，以及是获取如此被乘的信号的一代数和，从而形成一数字值，所形成的数字值是SN和近似值Ai的乘积。至少对于i的某些值来说，代数和Ai意味着2的几个不同次幂之和。
在相加之前乘以2的一幂基本上是将该数字信号相对于以后累加和的一个加数器的输入向更高阶值移动一或更多阶，以及将较无效的值置0。该符号的变更是取其补数并加1。
以下将对本方法的理由和优点作出解释，但已经可以看出这样执行的乘法所用的只有一个非常简单的解码和路由电路和数目非常少的加法器(它们中的一或两个)。此电路可以高速工作。
使用本方法，本发明因此设计了一种用于以正弦波形乘数字值SN的周期乘法的数字乘法电路，其中所述电路包括-一种产生以锯齿波形变化的周期数字相位的装置-一个接收该相位并产生与相位的任何一个2iπ/N的值相应的被指定一符号的一个或多个2的正整数次幂的解码器，其中i是一个由0变到N-1的指数，这些2的正整数次幂的代数和为数Ai，该数Ai是Ksine2iπ/N的一个近似值，K值对所有Ai的值都相同，-路由装置，当解码器收到了一个相位2iπ/N时其由解码器激活，自信号SN给出一个或多个信号SNij，信号SNij代表乘以一个被指定一符号并在和Ai中所用的2的幂次的信号SN，-由解码器激活的加法装置，能够当解码器收到了一个相位2iπ/N时接收并相加由路由装置给出的信号SNij，-电路，在其一个输出端给出信号SN.Ai，该信号代表了信号乘以是正弦波形KSine的近似值的一波形的乘积。
N最好大于或等于12，而若相位以2进制模式在P个位上编码的话，N则等于2P。
至少Ai的某些值是通过对2的几个不同次幂求和获得的。
所选的K最好对于加法器中所用的2的幂的数目足够低以至于等于少数几个单位的最大值(如3或4)，而对于为一个具体相位而执行加法的数目，如果可能K最好被限制在2，例外情况下限制于3。
当该相位被在4个位上编码并在一个周期内包含N＝24个抽样时，K最好等于13或8。由此得到的和Ai应被看至更低。当在一个周期内相位取12个值时，K最好等于7。在一条边界线的情况下，每个周期也取12个抽样，K可以等于3，而且在这种情况下，如将可以看到的，该正弦波形由一个三角波来近似。
将会理解，通过扩展，本发明可被用于一个数字信号乘以一个非正弦周期波形F()的乘法。而不是通过2的幂的简单代数和来寻找正弦波形Ksine的近似，寻找对能通过2的幂的简单代数和来实现对函数K.F()的近似的K值。在此还有，运算将开始于带有由数字发生器发生的周期锯齿波形的相位，每个周期有N个相位抽样i。
当一个周期内不同相位的值的数目N较大时，且当数字信号SN在几个位上编码时，本发明特别有价值。
本发明的其它特点和优点将通过以下参考附图作出的详细描述而显而易见，其中-
图1显示了根据本发明的乘法电路的原理；-图2显示了一个简单的示例性实施例；-图3显示了图2的一部分的另一实施例；-图4显示了在一个具体应用中的锯齿相位发生器；-图5显示了在一个卫星信号接收器的相位数字伺服控制环路中的该乘法器的一个应用。
将首先通过一个恰当的实例讲述带来本发明所设计的结构的原理背后的原因。
本发明开始于一个传送以线性锯齿波形周期变化的相位的数字相位发生器，并且本发明目的是获取一个数字信号乘以相位为的正弦波的乘积。
本例基于在P＝4个位上被编码的相位的情形；N＝24＝16，即该正弦波形由相距π/8的16个点所定义。因而该相位连续地取值＝2iπ/8，i是由1变至N-1的一个指数。
本发明基于如下的观察可能对于每个相位值，即对每个指数i，写一些揭示出一个值Ksine的近似值Ai，以使该Ai能被写成2的幂的简单的代数和的形式的表。数K对整个表都是恒定的。它在某种意义上表示该乘法中所用的正弦曲线的振幅。
如果，例如选K＝8，对于相位0至π/2能写出下表(其它相位的值可由此通过标准三角关系推出来，具体地通过将从π至2π的相位的符号取反)i Ksine近似值和Ai 误差0 00 0 001π/8 3.061 3 21+20+2％2π/4 5.657 6 22+21-6％33π/87.391 7 23-20+5.3％4π/2 8 8 230表1然后可以看出将SN乘以正弦波Ksine(使用值Ai作为近似值)比将信号SN乘以根据计算出的Sine的值更有价值。因为这样做能够-知道怎样将值SN乘以数21、22、和23，-知道怎样实现由此乘出的和的代数相加，要么用相互地方式，要么用信号SN或信号-SN这些运算的执行可以在一个只包括一个由数字相位控制的解码器、几个路由电路和和一个加法器的非常简单的逻辑电路中进行。该路由电路和该加法器由该解码器控制作为在一给定时刻的相位的函数。
于是在该电路的输出就获得了一个混和信号。此混和信号代表乘积SN.Ksine的近似值，该乘积是信号SN乘以正弦曲线的积的近似值，因子K表示此波形的振幅。
在表1中最后一列给出的误差显示了期望的精度。将会注意到在任何情况下，在有限数目个抽样(例如每个周期16抽样)上数字化一条正弦曲线的单一的事实引入的误差远远大于由以上近似所产生的误差。这就显示了使用该近似没有困难。
容易发现，K的其它值也是合适的。但K增加得越大，则级联加法器的数目增加的危险就会更大。这会使电路复杂化并抑制了该电路。
提供一条非常近似于正弦形状的曲线和有限数目的加法级之间的一个有效的折衷方法的一个实例所用的K值为K＝13。此例适用的情形仍然是在4个位上编码并有N＝24个抽样的相位。由2的幂之和所作近似的表如下i Ksine 近似值 和Ai 误差0 0 000 01π/8 4.975 5 22+20-0.5％2π/4 9.192 9 23+20+2.2％33π/812.01 12 23+22+0.1％4π/2 1313 23+22+200表2在以上例中，该相位用4位编码。当在更大或更小数目的位数对相位编码时，而且还有如果在不是2的幂的抽样数上对该相位编码时，也可能找到使用2的幂之和实现近似的K值。
例如，如果每个周期相位取N＝12个值，相位数字发生器传送带有一个代表π/6的增量的码的相位信号，而控制路由电路和加法器的解码器被设计成对由该发生器发送的信号解码。在这种情况下，在取K大致等于3的情况下，就获得了正弦曲线3sine的三角近似。误差可能是15％。然而，若K等于7，且有在12个值上被编码的相位编码，和Ai的近似值可能如下i KsineAi 分解(bedakdown)0 0 0 001π/63.5 3或421+20或222π/36.08 6 22+213π/27 7 23-20表3无论相位的值是什么，所安装的加法器只有一级。
实现以上或其它情况下所指的每一个实例都是非常简单的。
图1给出了相应电路结构的原理图。
具有相位的被一个正弦波形相乘的信号是信号SN，该信号在诸如4位上编码，包括一个符号位。
该数字相位是由一个相位数字发生器或由参考数字10所指的数控振荡器(NCO)给出的。所用的相位被在4个位上编码。以下我们将返回到讲述在诸如在一个GPS接收器中变化的数字频率的应用中此发生器的组成。
目前，能够简单地说这样一个振荡器的原理如下它有一个存储器寄存器；一个相位增量值Δ以数字形式被加入到其上的输入端；一个加法器和一个在固定频率FC的时钟。在每一个时钟脉冲(clock stroke)，增量被加入到寄存器的内容里，且结果置入存储器。当存储器中的内容达到了与2π弧度相应的值时，该寄存器被复位至零。因而该寄存器包括一个瞬时相位值，其在0至2π之间线性(非正弦)振荡。发生器的输出表示该寄存器的内容，以一个周期性的锯齿波形展开。
该发生器的分辨率可以较高，即，例如输出信号可以在16位或更多位上给出。然而，在大多数情况下，用于信号SN的乘法的相位可以在较小数目的位上被编码，本例中是4位。在这种情况下，运算被限制于在发生器的输出端上取4个最有效位，而信号SN将乘以被在每个周期瞬时抽样16次的正弦波。
图1的电路基本上包括一个接收此4个相位位并激励路由电路14的解码器12。该路由电路接收在此在例如4位上编码并须被正弦波相乘的数字信号SN。可能的话，路由电路也接收此信号的相反信号一SN，尤其是当代数和Ai包括减法运算时。该路由电路，根据该解码器12对于一个给定相位i的状态，给出一个或多个的数字值SNij，SNik，……，每一个代表SN乘以带符号的2的正整数次幂的乘积。
SN或一SN乘以2j以获得SNij的乘法可由简单的路由操作完成。其实，该乘法是在4条线上取信号SN(4条线表示分别具有加权值20、21、22的SN的3个值位及具有加权值23的SN的符号位)；将权值2j、2j+1、2j+2分配至三个值位，将权值2j+3分配至符号位；以及在0上增加j条线以作为加权值20至2j-1。
路由电路具有的作用是执行这些SN的位的加权值的移位，及在0上加上最低有效值以建立相位抽样i所需的信号SNij和SNik。
加法器ADD1、ADD2根据和Ai的模式以2个为一组实现信号SNij、SNik的相加以在输出S处获得等于SN.Ai乘积的，即SN.K.Sine的期望近似值的SNij+SNik+……之和。
图2显示了一个与在表2(K＝13)里定义的近似相对应的简单的示例性实施例。
根据表2，有必要执行以下计算作为相位抽样i的函数i＝0＝0 将数字0送至电路的输出i＝1＝π/8将SN.22和SN送至一个加法器的输入i＝2＝π/4将SN.23和SN送至第一加法器的输入i＝3＝3π/8 将SN.23和SN.22送至一个加法器的输入
i＝4＝π/2将SN.23和SN.22送至一个加法器的输入，然后，将第一加法器的输出和SN送至一个第二加法器的输入；i＝5＝5π/8 如在i＝3中所执行的i＝6＝3π/4 如在i＝2中所执行的i＝7＝7π/8 如在i＝1中所执行的i＝8＝π 如在i＝0中所执行的i＝9至i＝12 如在i＝1至i＝4中各自所执行的，但将获得的结果取反或使用SN的相反项-SNi＝13 ＝13π/8 如在i＝11中所执行的i＝14 ＝7π/4 如在i＝10中所执行的i＝15 ＝15π/8 如在i＝9中所执行的因为对于相位π/2和-π/2有三项待被相加，因此需要两个加法器ADD1和ADD2。
解码器12接收定义相位的四位。相位发生器未被表示。解码器有四个输出，D1、D4、D8分别表示对SN乘以1、乘以4和乘以8的命令，而分配至乘法运算的符号项SGN作为该相位的函数。完整的解码表被示于图2并与在表2中所定义的近似对应。为1的输出D8表示需要执行一次乘以8的乘法；为1的输出D4表示需要执行一次乘以4的乘法；为1的输出D1为表示需要使用非被乘的信号SN，而最后为1的输出SGN表示需要将结果的符号取反。
路由电路14只有三组与门。每组与门采取的形式是一个单门，该单门包括该信号SN的一个输入和一控制输入，该控制输入根据施加在该控制输入上的逻辑电平使信号SN能让通过或不能通过。
一个第一门由信号D8激励，并且若D8为1，则将信号SN施加到一个第一加法器ADD1的一个第一输入E1，但是执行此操作是将SN的数位的权值移动3位以执行乘以8的乘法；SN的数位的权值被加到该加法器的带有3至6的权值的输入，带有0至2权值的输入被置0。若D8为0，则输入E1接收0。这样，可以假设此第一门给出的要么是0(对于相位抽样0、1、7、8、9、15)，要么是8SN的一值(对于抽样2、3、4、5、6、10、11、12、13、14)。
一个第二门由D4控制，而且若D4为1，则将信号SN加到加法器ADD1的第二输入E2的权值2至5(乘以4)。具有权值0和1的输入被置0。具有权值6的输入接收信号SN的符号位(该符号位也在具有权值5的输入端被接收)。若D4为0，则输入E2接收0。
因此，该加法器ADD1要么给出SN×4(若D4为1而D8为0)，要么给出SN×8(若D8为1而D4为0)，如果D4和D8者为1给出8×SN+4×SN，则为12×SN；或者若D4和D8都为0则最终为0。
加法器A1的输出被传送至第二加法器ADD2的第一输入E3。
一个第三门由信号D1控制，而且若D1为1，则给出SN；或者若D1为0，则给出0。此门的输出由加法器ADD2的第二输入E4所接收，数SN的权值对应于此输入的权值0至3。这相当于不对SN相乘。SN的符号位(权值3)在具有权值4至6的输入端被复制。
加法器ADD2的输出给出0或SN或5×SN或9×SN或12×SN或13×SN作为解码表的一个函数。
解码器12的符号位SGN(相位0至7π/8的符号位为0，其它相位的符号位为1)被加至接收加法器ADD2的输出的符号改变电路。此符号改变电路包括(在一个补逻辑中的)一个异或门，后跟一个增量器，该增量器将一个最低有效单位加到此异或门的输出值中。该增量器的输出S给出在这种情况下在带一个符号位的8位上的SN.Ksine的近似值。
此简单的实施例包括三个路由门、2个加法器和该符号改变电路。可能只用一个加法器和几个附加门来实现同样的路由和加法功能以获得一个更快更紧凑的电路。图3显示了一个只带一加法器的示范性实施例，具有2×5个输入，而不是图2中的2×7个输入，使用解码器12的输出D1、D4、D8就使能精确执行和图2中的若干与门和2个加法器相同的功能。
图3所给出的实例只是显示设计来执行相同的功能的非常不同的方法是可行的。
在某些应用中，例如卫星信号的接收器的应用中，相位并不直接在数字相位发生器的高阶输出端取得。然而，该发生器的完整的输出被加在伪随机噪声上以获得一个精密的被载送噪声(noise-ridden)相位，其噪声电平低于将被用于信号SN的乘法的最低有效位。该噪声的引入被设计成消除信号SN.sine的频谱中的周期寄生线。这些线归因于图1的原理图中在4位上相位的截去。在卫星信号接收器的情形中，这些线造成所接收信号的伺服控制的损失及返回至邻频的危险。
这样，典型地，如果发生器给出一个16位的相位，则一个12位的伪随机噪声被加至它上以获得一个被载送噪音的相位，该被载送噪音的相位在仅使用四个最高有效位中将被舍去。在乘法器的输出端的信号Ksine的频谱不再有讨厌的寄生线。
图1中的发生器10然后如图4所示被组成。被控振荡器NCO18具有一个频率为Fc的时钟输入以及一个频率和相位数字控制输入。此输入定义了在每个时钟脉冲被加至输出的相位增量。此振荡器NCO的16个输出位在加法器20中被向上加到来自伪随机序列发生器的12个噪声位。此12个噪声位带有相应的加权值被加至该加法器的12个低阶位，该噪声发生器是诸如一个产生具有220位长的伪随机序列的发生器。
该加法器的输出在四个高阶位上被截去，以给出相位。
图5显示了在一个GPS或GLONASS卫星信号接收器内频率和相位伺服控制环路中乘法器的一个应用。
该接收器有一个用于接收射频信号的天线30，其后跟有频率放大和改变电路32，以及一个模一数转换器34。从该转换器输出的信号是一个表示载波的抽样的数字信号(在一个被转移的频率上，例如20MHz)，该数字信号由一个其转换频率是1.023MHz而其持续时间是1毫秒的伪随机码进行相位调制。
该数字化的信号被加至一个数字信号处理组件上，该组件一般包括几个相同的并行信道用于同时从几个卫星接收信号。图5中只显示一个信道。
该数字化的信号SN，为从载波中抽取调制分量而经过一次数字频率变换。此变换是通过将该数字化的信号SN乘以一个其频率等于被变换的载频的正弦波完成的。
这种乘法是根据上述解释施行的，即通过相位的产生以及将信号SN与逼近Ksine的值的2的幂之和Ai相乘的乘法施行的。
一般地，希望有一个信道“同相”，及一个信道《相位正交》，为此目的，信号SN不仅乘以Ksine(乘法器36)，而且乘以Kcos(乘法器38)。将会理解乘以Kcos的电路的构成可以马上从乘以Ksine的电路推导出来。
包含原始相位调制但在经乘法被置换的频率上的正弦和余弦信道被加至相关器40，该相关器的作用是指示包含在正弦和余弦信道中的伪随机码和由一个本地码发生器42本机产生的伪随机码之间的同步程度。由该发生器产生的本地码与来自卫星的期望的码相同。
该正弦波的频率是一理论上相应于数字信号SN的被变换的载波频率的值的频率。该波形的相位由根据图4可以建立的发生器44产生。此发生器被伺服控制以保持相应于从卫星接收的变换后的载波的频率和相位的频率和相位。这使被加至相关器的信号能考虑到由于在从卫星理论上接收的频率和实际接收的频率之间的诸如多普勒效应而导致的频率转移。
该控制相位发生器44因而接收一个控制信号，该控制信号是一与频率的指示值相应的信号与一个由用相关器40给出的信号进行计算(计算电路46)所产生的相位误差和载频信号之和。
同时，本地伪随机码发生器42由一个振荡器驱动，该振荡器的频率和相位作为自相关器40的输出作出的计算的一函数被数控以将本地码伺服链接至接收码。
由计算电路46产生的伺服控制信号和码发生器42和相位发生器44的状态被用作为确定该接收器位置的信息。
这样，已对根据本发明的电路的一具体应用进行了描述。
权利要求
1.一种方法，用于利用以锯齿形周期变化的数字相位将一个数字信号SN乘以一个正弦波形的乘法，其中所述方法包括以下操作-将此相位加到一个解码器的输入，该解码器使用N个Ksine2iπ/N的N个近似整数值Ai的一张表作为解码函数，i是一个由0至N-1的指数，K是对于所有指数i都恒定的任何值，近似整数值Ai是带符号的一个或多个2的正整数次幂的代数和，这些值中至少有一些是2的几个不同次幂的和，-在解码器的控制下，对每一个与相位2iπ/N相应的指数i，将数字信号SN乘以形成数Ai的2的各次幂，-以及获取如此相乘的信号的代数和以形成一个数字值，该数字值是SN和近似值Ai的乘积。
2.一种根据权利要求1的方法，其中乘以2的幂的乘法是通过在该解码器控制下的一个路由电路施行的。
3.一种根据权利要求1的方法，其中解码函数使用以下值Ai，i是一个从0至15的指数A0＝0；A1＝4+1；A2＝8+1；A3＝8+4；A4＝8+4+1，A5至A8的值分别与A4至A0的值相同，而A9至A15的值分别为A1至A7的值的相反数。
4.一种根据权利要求1的方法，其中该解码函数使用以下值Ai，i是一个从0至15的指数A0＝0；A1＝2+1；A2＝4+2；A3＝8-1；A4＝8，A5至A8的值分别与A4至A0的值相同，而A9至A15的值分别是A1至A7值的相反数。
5.一种根据权利要求1的方法，其中该解码函数使用以下值Ai，i是一个从0至12变化的指数A0＝0；A1＝3或4；A2＝6；A3＝7，A4至A6的值分别与A2至A0的值相等，而A7至A11的值分别为A1至A5值的相反数。
6.一种方法，用于利用以锯齿形周期变化的数字相位并在一个周期期间取序列值i，从而将一个数字信号SN乘以一个周期波形F()的乘法，i是一个从0至N-1的指数，这里N代表在一个周期期间所用的相位抽样数，其中所述方法包括以下操作；-将此相位加到一个解码器的输入，该解码器使用N个KF(i)的N个近似整数值Ai的一张表作为解码函数，K是对于所有指数i都恒等的任何值，近似整数值Ai是带符号的一个或多个2的正整数次幂的代数和，至少某些值Ai是2的几个不同的次幂的和；-在解码器的控制下，对每一个与相位i相应的指数i，将数字信号SN乘以形成和Ai的2的各次幂，-获取如此乘得的信号的代数和以形成一个数字值，该数字值是SN和近似值Ai的乘积。
7.一种用于将一个数字值SN和一个正弦波形作周期性乘法的数字乘法电路，其中所述电路包括-一个装置，以产生一个以锯齿形变化的周期性数字相位，-一个解码器，接收相位，并产生与相位的任何一个2iπ/N的值相应的有符号的一个或多个2的正整数次幂，其中i是一个从0至N-1变化的指数，其代数和Ai是Ksine2iπ/N的近似值，K对于Ai的所有值都是一个相同的值，-路由装置，当解码器收到相位2iπ/N时，由该解码器激励该路由装置，以从信号SN给出一个或多个信号SNij，该信号SNij表示乘以带符号且被用于和Ai的2的幂之一的信号SN，-加法装置，由该解码器激励，而且在该解码器接收一个相位2iπ/N时能够接收并将由路由装置给出的信号SNij进行相加，-电路，在一个输出端给出一个代表了该信号与一个波形相乘的信号SN.Ai，该波形是正弦波形Ksine的近似值。
8.一种根据权利要求7的电路，其中在该解码器的控制下，该路由装置提供SN和相应于以下和Ai的2的幂的乘积，i是一个从0至15的指数A0＝0；A1＝4+1；A2＝8+1；A3＝8+4；A4＝8+4+1，A5至A8的值分别与A4至A0的值相等，而A9至A15的值分别是A1至A7的值的相反数。
9.一种根据权利要求8的电路，包括一个第一加法器以获得和A0至A3、A5至A11、A13至A15，以及和A4及A12各自的一部分；一个第二加法器以获得其余的和A4及A12。
10.一种根据权利要求7的电路，其中，该路由装置在该解码器的控制下提供SN和与以下和Ai相应的2的幂的乘积，i是一个从0至15的指数A0＝1；A1＝2+1；A2＝4+2；A3＝8-1；A4＝8，A5至A8的值分别与A4至A0的值相等，而A9至A15的值分别是A1至A7的值的相反数，而且该加法装置包括一个单一加法器。
11.一种根据权利要求7的电路，其中，该路由装置在该解码器的控制下提供SN和与以下和Ai相应的2的幂的乘积，i是一个从0至15的指数A0＝0；A1＝3或4；A2＝6；A3＝7；A4至A6的值分别与A2至A0的值相等，而A7至A11的值分别是A1至A5的值的相反数，而且该加法装置包括一个单一加法器。
12.一种数字乘法电路，用于利用以锯齿形周期变化的数字相位并在一个周期期间取序列值i，从而将一个数字信号SN乘以一个周期波形F()的周期性乘法，i是一个从0至N-1的指数，这里N代表一个周期期间所用的相位的抽样数，其中所述电路包括-一个装置，以产生一个以锯齿形变化的周期性数字相位，-一个解码器，接收相位并产生与相位的任何一个i值相对应的带符号的一个或多个2的正整数次幂之和Ai，i是一个从0至N-1变化的指数，每一个数Ai等于KF(i)的一近似值，K对于Ai的所有值都是一个相同的值，而且Ai的至少某些值是由2的几个不同次幂之和组成的，-路由装置，当解码器收到相位i时，由该解码器激励该路由装置，以从信号SN给出一个或多个信号SNij，该信号SNij是乘以带符号且被用于和Ai的2的幂之一的信号SN，-加法装置，由该解码器激励，而且在该解码器接收一个相位i时能够接收并将该路由装置给出的信号SNij进行相加，-电路，在一个输出端给出一个代表了该信号与一个波形相乘的信号SN.Ai，该波形是周期波形K()的近似值。
13.根据权利要求7至11之一的该乘法电路的一种在卫星定位信号的一个接收器上的应用，其中该接收器有一个数字伺服控制环路，该环路接收从卫星收到的信号SN，变换其频率并将其数字化，该环路产生一个加到一个数字相位发生器的相位误差信号，该发生器产生所述的以线性锯齿波形变化的数字周期相位，该乘法电路的输出构成了一个由信号SN乘以一个正弦波形的乘法进行数字式频率置换的数字信号；而且在该伺服控制环路中提供相关和计算装置以自如此相乘后的信号产生误差信号。
14.一种根据本发明的乘法电路的应用，其中该数字相位发生器包括一个相位数控振荡器，一个用于将伪随机噪声加至该振荡器的输出的装置，以及一个用于将从此相加得到的相位进行截尾并将其加至解码器的装置。
全文摘要
一种数字乘法电路，用于将一个数字信号SN乘以一个原则上是正弦波的周期性波形。该电路用一个相位数字发生器产生以锯齿波形变化的相位φ，该电路使用通过对每一个相位值的2的正整数次幂的代数和作函数Ksineφ的抽样的近似，及一个路由电路在一解码器的控制下执行乘以2的幂的运算。一个或两个加法器获得2的幂之和。得到SN.K.Sineφ乘积的近似结果。
文档编号G06F7/52GK1153947SQ96120590
公开日1997年7月9日 申请日期1996年11月11日 优先权日1996年11月11日
发明者阿兰·勒纳尔 申请人:塞克斯丹航空电子公司