用于基于旋转速度计算磁盘驱动器中的振动补偿的方法和系统的制作方法

专利名称：用于基于旋转速度计算磁盘驱动器中的振动补偿的方法和系统的制作方法
技术领域：
一般来说，本发明涉及一种磁盘驱动器，具体来说，涉及一种使用一种新颖的算法并使用一种旋转速度传感器将θ动力产生的磁道位置错误(TMR)减到最少的磁盘驱动器。
背景技术：
随着磁道密度不断增长，振动导致的磁道跟踪误差组件对磁盘驱动器的操作显得非常关键。在存在旋转振动的情况下有效数据速率吞吐量降低。在高密度(例如，每英寸的磁道数(TPI)高)时，磁盘驱动器的被称为“θ动力”的平面旋转振动(例如，θ坐标)会直接影响磁道位置错误(TMR)组件。
从多个方面开发了对这种振动的解决方案，从新的支架系统到复杂的传感器和伺服算法。
计算机系统可以包括一个或多个磁盘驱动器，其中每个驱动器都会对总的振动环境产生影响。此外，计算机系统本身也可能受到外部振动激励的影响。磁盘驱动器中的磁头定位精度容易受到自己产生的振动和相邻磁盘驱动器或者附加到同一支架结构的其他外围设备产生的振动的影响。
当前一代1.0”、2.5”和3.5”硬盘驱动器(HDD)是分别为在便携和桌面/服务器环境中操作而设计的。为降低计算机系统的成本和重量，制造商通常利用薄的构件制造HDD支架。因此，计算机机身是一种容易受振动影响的目标。这样的支架配置使磁盘驱动器易受内部或外部源引起的振动的影响。带有旋转式传动器系统的HDD对其基板的平面旋转振动(RV)高度灵敏。
HDD中的磁头定位伺服系统执行三个关键任务。
首先，伺服系统在寻道模式下使用速度伺服系统在最短的时间内将磁头向目标的附近移动。然后，它使用位置控制器以最少的稳定时间将磁头定位在目标磁道上，而没有积分项(例如，电容)。最后，伺服系统以比例--积分--微分型(PID)位置控制器进入磁道跟踪模式。
然而，在寻道模式下，减速扭矩前面的最大旋转加速度扭矩是由基于音圈电机(VCM)的传动器给予的。基板上的对应的反扭矩导致瞬时的旋转振动，可能会对读写磁头的定位精度有害。然而，随机振动的存在会影响磁道跟踪精度(对稳定性能也会稍微产生一些影响)。在本发明之前，一直没有合适的解决随机振动问题的方法，因此它对HDD传动器系统的磁道跟踪精度产生重大的影响。
当前的3.5”磁盘驱动器已经达到了40kTPI，在2001年之后，它预计会超过50kTPI。在存在振动干扰的情况下，提高磁道密度的主要障碍是磁头定位精度不足。由于TPI呈指数速度增长，在磁道上定位读取/写入元件已经成为主要挑战。传统的伺服控制系统要求连续的创新，以在越来越困难的工作条件下运转正常。
诸如主轴电机组件之类的机械部件不能达到很好的质量平衡，在操作期间它们会产生谐波振动。谐波振动激励会使整个HDD系统产生线性和旋转振动。当没有补偿时，磁道间距的15％的磁道跟踪误差可能会磁盘驱动器的“软”和“硬”误差率性能有害。由于这种内部产生的周期振动导致的定位误差可以使用这里引用的美国专利No.5,608,586中说明的伺服方法加以解决。
通过使用特殊的冲击与振动隔离支架设计，由于内部主轴强制产生的旋转振动部件可以按照这里引用的美国专利No.5,400,196讲述的方法减到最少。然而，如美国专利No.5,400,196所述的用于消除内部主轴振动的影响的支架设计仍会容易受到外部输入振动的影响。通过沿着满足由日本专利No.2,565,637定义的特定条件集的多边形配置隔离机架，在HDD上产生旋转振动的外振动输入可以减到最少。
在这里引用的美国专利No.6,122,139中，提出了使用辅助传动器通过产生反扭矩抵消该反力的方法。利用新颖的感应和控制解决方案的HDD可以提供一种对随机振动问题的增强的解决方法。
通过配置双PZT传感器101、102，如图1所示，和信号调节算法，传统的系统100(例如，参见这里引用的A.Jinzenji et al.＂Acceleration feedforward control against rotational disturbance inhard disk drives，＂APMRC-Nov.6-8 2000，TA6-01-TA6-02；授予Sidman等人的美国专利No.5,426,545)显示了对随机振动的前馈解决方案。没有其他创新，PZT传感器101、102本身不会产生高质量输出。图1还说明了前馈补偿器103和传统的伺服104。
如图2A-2C所示，这里引用的美国专利N0.5,721,457，显示了磁盘驱动器中的双PZT配置201、202，其中利用磁盘驱动器的质量和惯性作为振动体以很大的灵敏度测量角加速度和线性加速度。
即，图2(a)说明了磁头磁盘组件200，图2(b)比较详细地说明了用于测量加速度的压电应变传感器201、202，图2(c)说明了遭受冲击和振动的用户框架204上的磁头磁盘组件200，具有PZT201、202，向组件205提供角加速度和线性加速度输入，从而产生禁止写入信号。
使用PZT的另一个挑战是它们对沿着多个轴的应力敏感，因此，它们还响应除θ动力之外的振动输入。
为产生100-1000Hz范围内的高保真度信号，PZT配置的大小必须比较大，这样的设计不与磁盘驱动器中的电卡高度和制造要求兼容。另一方面，减少PZT量会产生比较差的信号质量(即，特别是低频范围(～100Hz)内的信号漂移不容易得到稳定)。
本发明的发明人的基于测量的体验是信号稳定性和噪声在使用小型PZT配置中的主要问题。PZT信号中的突然漂移可能导致人们所不希望的写入中止状况。使用PZT进一步使匹配单独的PZT增益和热敏度的问题复杂化。通过提供新型机械结构，可以沿着期望的方向提高，沿着其余的方向最大限度地降低PZT的灵敏度。然而，这一要求使应用于磁盘驱动器的传感器的成本非常昂贵。
另一种方法使用电容感应微型机械设备(例如，参见C.Hemden，“Vibration cancellation using rotational accelerometer feedforwardin HDDs，”Data Storage，November，2000，pp.22-28)，该方法试图产生质量θ加速度传感器。然而，传感器大小、带宽和成本被认为是微型电动机械传感器(MEMS)的局限性。
如此，传统的方法和系统没有能力适当地处理随机振动问题，因此它对HDD传动器系统的磁道跟踪精度产生重大的影响。此外，一直没有已知的方法或系统用于借助于使用旋转速度传感器的算法最大限度地降低θ动力产生的磁道位置错误误差。

发明内容
鉴于传统的方法和结构的上述及其他问题、缺点和缺陷，本发明的一个目标是提供一种方法和结构，以便解决随机振动问题，消除它对HDD传动器系统的磁道跟踪精度产生的重大影响。
本发明的另一个目标是借助于使用旋转速度传感器的算法最大限度地降低θ动力产生的TMR误差。
在本发明的第一方面，一种受到线性振动和旋转振动的磁盘驱动器(HDD)，包括一个独立传感装置，用于感应预先确定的频率范围内的旋转振动的旋转速度分量；以及最佳滤波器组合，用于从独立传感装置接收输出。
在本发明的第二方面，磁盘驱动器中的振动补偿的方法，包括在中频范围内提取速度分量；以及产生减少磁道跟踪定位误差的控制信号。
在本发明的第三方面，一种测量具有基板的磁盘驱动系统中的振动的方法，包括导出从传感器发出的反-电动势(EMF)电压，该传感器提供与传感器的基板的角速度分量成正比的反-EMF。
在本发明的第三方面，一种测量具有基板的磁盘驱动系统中的振动的方法，包括导出从传感器发出的反-电动势(EMF)电压，该传感器提供与传感器的基板的角速度分量成正比的反-EMF。
在本发明的第四方面，一种磁盘驱动系统，包括主音圈电机，以及反-电动势(EMF)传感器，该传感器可围绕一个点旋转，基本上对线性振动不敏感，有选择地共享所说的主音圈电机(VCM)的磁通。
通过本发明，已经认识到，磁盘驱动器的基板会沿着三个线性(X、Y、Z)和三个角(Ф、Ψ、θ)坐标发生刚体运动。θ平面中的基板的旋转振动由于磁盘驱动器中可用的有限的伺服反馈增益导致跟踪误差。
通过由单个集成磁性电动势(EMF)传感器感应基板的角速度以及由限带微分器(BLDIF)修改感应到的速度，提供了一种前馈控制算法以大大地减少跟踪误差。
与使用基于压电(PZT)传感器的加速度前馈解决方案的传统的系统对比，本发明的磁性速度感应不容易产生人们所不希望的诸如HDD上的线性振动之类的振动拾振。
此外，由于传感器是在几乎无电流的电压感应模式下操作的，因此信号调节要求不十分严格，也不容易受热诱导阻力变化的影响，与基于电荷发生的PZT传感器方法相比，价格也不是十分昂贵。
如此，本发明的基于旋转振动(RV)速度的伺服补偿法优于传统的配置。


通过参考附图，从下面对本发明的优选的实施例的详细说明中可以更好地理解上述及其他目的、方面和优点，其中图1说明了传统的配置中的使用PZT传感器101、102的加速度前馈控制；图2(a)-2(c)说明了在传统的配置中使用双PZT传感器201、202检测角加速度；图3说明了磁盘驱动器300中的反电动势(EMF)感应配置和前馈回路(算法)；图4(a)-4(d)分别说明了图3的前馈回路(算法)的元件，包括高通滤波(图4(a))、低通滤波(图4(b))、限带微分操作(4(c))，以及图4(a)-4(c)的复合传输函数(图4(d))；图5说明了用于评估RV控制器和传感器的优点的实验设备；图6(a)-6(b)说明了基于限带微分器的RV控制器的测量的传输函数；图7(a)-7(b)说明了反EMF传感器的测量的传输函数(输入＝RV加速度，输出＝反EMF)；图8说明了在各种控制条件下到位置误差信号(PES)的输入RV加速度的测量的传输函数；图9(a)-9(b)分别说明了输入RV的频谱和PES的对应的性能(1-σ)；图10(a)-10(b)说明对应于每个控制和感应配置的PES的频谱；图11(a)-11(c)说明了在固定频率下对正弦激励的响应，具体来说，图11(a)说明了正弦扭转振动输入，图11(b)说明了传统的磁道跟踪，图11(c)说明了速度感应磁道跟踪；图12说明了根据本发明的RV速度前馈算法的结构；图13说明了作为一种反-EMF发生器的主传动器音圈电机(VCM)；以及图14(a)-14(d)说明了瞬时振动模式对传统的PZT传感器的响应的影响(图14(a))以及对用于本发明的速度传感器的影响(图14(b))，以及没有前馈补偿的对应传动器位置误差以及在一段时间内的位置误差信号(PES)(图14(c))，以及具有前馈补偿的PES的改善(图14(d))。
具体实施例方式
现在请参看附图，具体来说参看图3-14(d)，它们显示了根据本发明的方法和结构的优选的实施例。
优选的实施例请看图3，磁盘驱动器的传动器在寻道期间产生反扭矩。在有多个以阵列形式排列的驱动器的计算机配置中，驱动器产生的多个反力产生了振动谱。
振动(例如，线性和旋转)谱的形式和大小是系统特定的，但它倾向于是限带功率谱，与有限数量的谐波交替。基板振动，特别是沿着X、Y和Z附近(例如，坐标θ)的振动可能会产生TMR。
如上所述，对TMR的主要影响来自θ动力。传动器质量不平衡通过由传动器支点的线性振动产生的扭矩干扰对TMR产生影响，但名义上不平衡量是微不足道的。
主轴电机轴承的适应性还可能会由于其旋转轴的X、Y振动产生人们所不希望的TMR。主轴轴承组件预计在流体动力轴承而不是滚珠轴承的情况下变得更坏。
本发明力图使用基于旋转振动速度的传感器最大限度地降低θ动力产生的TMR误差。旋转敏感的反EMF传感器300用于开发和显示如图3(a)所示的算法的有效性。(值得注意的是，使这样的传感器在低成本磁盘驱动器中可行的所需要的创新在这里引用的上述待审批的美国专利申请No.10/_,_中进行了阐述。)术语“反馈”和“前馈”指的是在控制系统领域已知的一般原理。传统的系统(例如，如美国专利No.5,400,196和日本专利No.2,565,637中说明的)使用了一种前馈方法，在该方法中，测量基板的角加速度，并将同一角加速度应用于传动器臂，以减少或消除对应的TMR分量。测量的RV加速度由增益参数修改(并借助于噪声消减过程)，并应用于VCM传动器。
如此，为实现一种解决方案，需要一种优质RV加速度感应技术。所使用的算法本身只不过是一种增益调整操作。尽管如此，由于信号调节需要，可以进行一些创新，以增强前馈算法，例如，在信号噪声减少领域。
优选情况下，本发明使用基于反EMF的RV速度传感器，这种传感器易于开发，并且制造起来价格也不是十分昂贵。本发明的发明人认识到，如果可以发现一种采用RV速度传感器的算法(例如，方法)，加速度传感器引起的任何局限性都可以消除。
可以使用在设计磁盘驱动器主VCM传动器方面的经验设计只对沿着θ坐标的角运动敏感的速度传感器。因此，在本发明中追求一种算法解决方案(例如，假设反EMF传感器等等可用)。
工业级的计算机外壳在大约100到大约1000Hz范围内常常具有产生共振的TMR。存储器工业的趋势是生产具有不超过10ms的完全寻道时间和小于5ms 1/3寻道时间的磁盘驱动器。这种特征趋势暗示，随机激励频率预计不会低于100Hz。在最高频谱上，1ms的单磁道寻道对应于1kHz(寻道脉冲的强度没有完全寻道的寻道脉冲强度大。)因此，计算机机身上的任一点上的随机振动激励被限制在大约100Hz到大约1kHz之间。诸如风扇之类的冷却系统会产生60Hz振动，该振动由传统的伺服环路处理。因此，最坏情况的激励可能在100-1000Hz范围之内，由于1/3或较短的寻道长度很可能事件在大约200-800Hz范围内发生。
因此，本发明的目的在于开发一种在其前馈模式中有效的算法(例如，优选情况下在100-1000Hz范围内)。算法解决方案不必在较低的(＜100Hz)和较高频率(＞1000Hz)范围内有效的实现使基于RV速度的算法解决方案在HDD的情况下可行。这种非明显的要求促进了在现实中可实现的解决方案。对本发明中的中间频带的任何引用都对应于100-1000Hz。
如图3的磁盘系统300所示，基板301的RV速度由反EMF传感器302进行测量，传感器302产生的电压可以放大(例如，通过高增益放大器351)和数字化(例如，通过数字限带微分器352)，以便内部算法可以对其进行操作。还显示了传统的伺服353，用于接收位置误差信号(PES)，并耦合到放大器(积分器)354。
值得注意的是，图3的传感器配置的结构仅仅是示范性的，本发明不仅限制此。
如此，图3的结构考虑了(并试图克服)测量/感应角加速度可能会十分昂贵，并且有时不适当，因为运动可能不仅采取平面运动的形式，而且可能同时采取沿着许多坐标进行线性振动的形式。因此，使用传统的PZT传感器可能会发生交互耦合。
发明人已经认识到，传统的PZT传感器具有这样的问题，并用反-EMF传感器开发了这里说明的方法，该传感器采用与PZT传感器不同的工作原理进行工作。发明的反-EMF传感器的结构在上述待审批的美国专利申请No.10/_,_中进行了描述。
值得注意的是，虽然反-EMF传感器的结构和在磁场中移动线圈以及拾取反-EMF(例如，基本物理学原理)是人所共知的，但是一直没有已知的使用反-EMF传感器检测磁盘驱动器中的角运动/加速度的方法。
如此，对于本申请/问题(例如，检测磁盘驱动器中的旋转角运动)应用反-EMF是新颖而独特的。实际上，传动器本身围绕一个点旋转，如果一个人移动传动器，并使用电压表，将会产生电压信号。然而，从传动器的固定点在这样的模式下没有使用这样的配置(或以前使用)。如待审批的申请所描述，反-EMF传感器可以包括用于反EMF感应的线圈、用于产生气隙磁通的磁铁、低摩擦枢轴、平衡块等等。
现在回到图4(a)-4(d)的图表，这些图显示了如何通过系统参数构成方法/算法，具体来说，基于对磁盘驱动器中的旋转动力的了解，由于传统的伺服在处理这些频率的误差或振动时具有充分的增益或能力，较低频率(例如，低于某一频率，如25Hz)的组件不是所考虑的。
因此，由于较低频带和较高频带对于振动解决方案不是特别关键，使用了高通(HP)滤波器(例如，如图4(a)中的图表所示)，以及低通(LP)滤波器(例如，如图4(b)中的图表所示)准备数字化电压信号，以便用于进一步处理。优选情况下，滤波器是具有25Hz(对于高通(HP))和7kHz(对于低通(LP))的第二阶类型滤波函数。如此，信号被连续地传递到高通滤波器，然后传递到低通滤波器。
接下来修改LP/HP滤波器系统的输出，以提取“等效加速度”信息。然而，测量的反-EMF信号的纯微分可能要在较高频率(～＞5kHz)产生高噪声电平。理想的微分器的传输函数将在频率域内具有90度相和20 dB每十进制增益依赖。
然而，这样的微分器将在高频带严重放大传感器噪声，从而对磁头定位传动器产生人们所不希望的干扰。因此，有一种产生最优的微分操作的算法是关键的。
在中频范围内提供微分函数的一种限带微分器(例如，如图3所示的352)是发明的算法的目标。通过选择以15Hz作为其“零”和7.5kHz作为其“极”的一阶滤波器，设计一种有效限带微分器352，其特性在图4(c)中的图表中显示。
对于手头的情况，限带微分避免了1kHz和7kHz范围内的微分，以避免由振动导致的频率产生的噪声放大(从而降低信号)等等，从而导致误差。
相反，为在300Hz和1kHz之间达到等效微分过程，然后微分将意味着限带微分器(图4(c)的上图)产生的输出信号的90相，然后如图4(c)的下框所示(例如，代表相图)，然后低于100Hz的相显示为在20和60度之间，并上升到80度，然后渐近上升到90度。然而，高频信号是有限的，如此在高频(例如，8-9kHz)下降到0度相。
如此，希望在100-1000Hz范围内提供有意义的微分器(例如，其他地方的每一处信号被实际破坏，由于相变并通过执行高低通滤波限制信号的振幅，从而其他地方的每一处信号正在被扭曲)。
图4(d)说明了图4(a)-4(c)中的高通、低通和限带微分操作的结果(频谱)。从图中可以看出，在100 Hz显示了90度左右的相，而在1000Hz左右相稍微低于80度。如此，在±10度相位提前内，本发明可以达到其希望的Hz范围(例如，100到大约1000Hz)。因此，在90度左右相时可以用足够的相位提前获得足够的微分操作。
如此，可以看出，中频带中的相位提前在75和95度之间。在中频范围之外，相要求被发明的算法违犯。然而，预期的RV频谱不需要超出此范围之外的算法有效性。25-Hz HP滤波器删除较低频率的信号中的漂移，但LP频率的选择可以具有一定的灵活性，具体情况取决于所使用的传感器系统。此外，对于LP频率，相同的参数也适用。
值得注意的是，本发明的主要特点是，如图4(a)-4(d)所示，高通和低通滤波器优选情况下都是二阶滤波器块，而限带微分器优选情况下是一阶滤波器块。
如此，三个块可以由三个分离的滤波级来实现。或者，三级可以合并成一阶(例如，第五阶多项式)块。如果三级合乎需要，则可以使用HP、LP和BLDIF的任何组合，只要级的组合相当于第5阶。需要进一步指出的是，如果不希望任何高通滤波器(或低通滤波器)，那么可以使用第4阶块和第1阶块。
尽管如上所述，需要进一步指出的是，多项式优选情况下具有图4(d)的形状，最佳地实现了第5阶滤波器，也可能由稍低或稍高阶的模型来实现。即，模型可以适于具有稍低或稍高阶的图4(d)的图表的形状，仍然可以达到相同级别的功能。
下文讨论了滤波器彼此之间是如何排列的，以及应该如何选择滤波级的采样率。为管理数字滤波器的实施例，也许需要选择不同于传统的控制器的采样率。
图5显示了根据本发明的系统500的实验室设置的示意图。环状平台包括由电流驱动器502/台-传动器系统(例如，台-传动器未显示)驱动的RV台501。正在进行评估的HDD 503安装在台501上，其基板面朝上，以便可以对驱动器电子设备进行访问。
如图5所示，磁头信号(未引用)是从电子设备504中提取的，所需要的PES通过定制的PES解码电路504进行解码。
为了进行实验，HDD 503的板上的控制器被禁用，外部信号处理系统被用作控制器。外部控制器在磁道跟踪模式下实现了类似于传统的PID的控制器。显示了传统的伺服510，用于向放大器511提供输入。信号C代表误差信号，表示磁头和磁道之间的误差。
数字限带微分器507向放大器511提供另一个输入，放大器511执行比较，然后向VCM/传动器(未引用)提供驱动信号。
制造一个反EMF传感器505(例如，类似于图3(a)中显示的302)，并安装在台501上，远离RV台501的旋转中心(圆周中心)，由于RV而产生的电压被高增益(～1000)电路506放大。
RV反-EMF输出被通过高增益放大器506馈送到实现了限带微分器507的数字信号处理系统(例如，与实现磁道跟踪控制器的系统相同)。
为设置振动感应的引用，使用了单个、高质量PZT加速度计508，该加速度计通过放大器512提供信号。
动态信号分析仪(例如，DSA)509提供了传输函数测量功能。各种信号点(A、B、C和D)连接到DSA 509以便对数据进行分析。即，可以检查传输函数的各种形式，如检查信号C与信号D的比率、信号B与信号A的比率等等。
图6(a)-6(b)显示了基于RV速度传感器的控制器的测量的传输函数(例如，在频率域中B点与A点的比率)。同样，控制器对应于图4(d)的图表的计算的传输函数(多项式)(例如，图4(d)的上下图表)。
如果v(n)是控制器的输入(例如，图5的点A)，y(n)是控制器的输出(例如，图5的点B)，则此实施例的有效时间域计算(例如，第五阶多项式)如下y(n)＝k1 v(n)+k2 v(n-1)+k3 v(n-2)+k4 v(n-3)+k5 v(n-4)-k6 y(n-1)-k7 y(n-2)-k8 y(n-3)-k9 y(n-4)，其中n，n-1....对应于相应的变量的时间延迟样本，k1，...k9对应于被选定以产生根据本发明的期望特性的增益。
增益一般来说是恒定的，但可以更新以增强算法有效性，具体情况取决于驱动系统特性或振动环境。
上述方程式是HP、LP和BLDIF滤波器的复合等价物。在具有浮点浮点运算的HDD系统中，此方程式可以直接实现。在HDD具有小功率、整数运算处理器的情况下，也许需要使每一个滤波函数作为独立的信号处理块，如下面所讨论的。
图7(a)和7(b)显示了在实现RV控制器算法(例如，反映输出的点A的信号和反映输入的点D的信号的比率)中使用的反EMF传感器的测量的传输函数(例如，图5中的505)。如此，角加速度上的速度是在频率域上测量的。
输出是反EMF传感器505的电压(在放大之后)，输入是对应于应用于传感器505的旋转加速度的电压，如安装在RV台(例如，图5中的501)上的高质量线性加速度计508所测量的。
可以观察到，在大约低于40 Hz的频率，传感器特性由枢轴刚性支配。在大约40Hz以外，传感器的特性由其惯性支配。
图7(b)中显示的相位特性显示了枢轴导致的阻尼的影响。理想情况下，传感器将提供90度的相滞，并带有20dB/十进制大小下降，才能提取它安装所在的平台的旋转速度。在100Hz到800Hz的中频范围内，传感器特性基本上而不是正好满足此要求。如此，需要进一步的实验评估以发现此传感器/控制器配置的非明显的潜力。
需要再次指出的是，对于本发明关系比较大的频率范围是大约100到大约1000Hz的范围，如图7(a)-7(b)所示。即，与本发明关系密切的大多数活动都在此范围内。
例如，典型的磁盘外壳在大约100到大约1000Hz范围内将具有磁道位置错误共振(TMR)。通常，5ms寻道(创建矩形脉冲5ms，是当前平均寻道时间)对应于200Hz，而10ms寻道对应于100Hz。所使用的其他脉冲在1ms和3ms之间。2ms脉冲大约对应于500Hz。通常，没有小于1ms的寻道(例如，大约对应于1KHz)。
如此，传感器的有效部分在大约10-1000Hz范围内操作。同样，利用发明的方法的本发明传感器可以用作独立的传感器。
图8显示了在三种条件下RV对PES的影响。即，图8显示了输出PES(例如，图5中的信号C)与输入RV(例如，PZT输出测量的信号B)的比率。
传统的情况801是没有用于控制补偿的RV加速度或速度感应(例如，没有前馈)的波形。如此，对于一个单位输入G(例如，在100Hz、40dB)，位置误差信号(PES-信号C)中的一个磁道宽度误差等于256位。因此，100位大约等于磁道宽度的一半。如此，40dB(1G)等于传统情况下的100位，传统的伺服环路结构不能补救该问题。
下一种情况802建立了具有高灵敏度PZT(例如，高成本、双PZT传感器)的最佳配置，其中PZT信号被LP和HP滤波并前馈到传动器。如此，性能比较好，如PZT-加速度解决方案所示，但成本很高，并且尺寸也增大。
如波形802所示的一种有趣的情况是基于RV速度的控制。可以观察到，两个传感器产生了类似的振动拒绝特性，但反-EMF传感器(例如，如曲线803显示)比基于PZT的控制产生较少的衰减(～8-10dB)。此外，反-EMF传感器便宜得多，尺寸也小于PZT解决方案，并可以利用磁盘驱动器的机械部件内的可用空间。
已发现，反-EMF传感器设计可以经过优化，以产生可比得上最好的PZT系统的性能。事实上，基于反-EMF的配置在从150Hz向下的较低频率产生增强的补偿。根本上不同的感应和控制结构导致传输函数(TF)产生变化。TF可以使用摆动正弦法获得。
图9(a)-9(b)显示了由于随机旋转振动的性能。图9(a)显示了用实验方法产生的随机RV频谱。频谱特性是使用特别的可编程波形发生器产生的，它模仿了在服务器系统中观察到的典型的RV特性。如图所示，振动谱在大约300到大约600Hz之间具有隆起，是在实验室中激励一个台产生的。
图9(b)显示了由于随机旋转振动的性能，具体来说，显示了输入RV值为22.8r/s2的对应的PES(1-δ)值。可以表明，在传统的控制下，PES值四倍于21或22位(1-σ)。
对于基于RV速度-传感器的控制，它下降到12或13-位(13dB)，对于靠近理想PZT(例如，对于高质量、高成本双PZT传感器配置)，它进一步改善到11位(11dB)。在没有振动的情况下，将观察到6位(例如，在使用传统的伺服配置的静止状态下)。
图10(a)显示了PES的对应的功率谱(例如，服务器随机振动PES频谱)。可以看到从大约60Hz到1000Hz的基于RV传感器的控制的有效性。
图10(b)中显示了350到525Hz之间定义的频带中的基于随机RV的PES的细节。每一个配置(例如，传统的、RV速度和PZT加速度)之间的PES功率密度的渐进降低是可观察到的。即，静止的和补偿的之间的拒绝显示了200-300Hz范围中的优越性。此外，在“隆起”部分，显示了振幅的降低(例如，关于1-σ值，参见图9(b)中的隆起)。
图11(a)-11(c)显示了在有和没有基于RV速度传感器的控制器的情况下固定正弦RV激励(例如，在18.6rad/s2时100HZ的正弦扭转振动)的影响。图11(a)显示了接受振动输入并输出信号的速度传感器。
图11(b)显示了传统的伺服磁道跟踪，图11(c)显示了速度感应磁道跟踪(例如，用前馈)，通过这两个图之间的比较，可以观察到PES振幅的大幅度降低。
图12显示了系统1200的实施例，该系统具有反-EMF传感器1201和对应的包括LP 1202、HP 1203和DIF 1204的滤波器序列。使用LP 1202作为第一级立即删除了所有的高频组件。采样频率f2可以等于传统的控制器频率f1，也可以不同。较高的采样率可以降低中频范围中的失相。
然而，折衷方案是，HP和BLDIF滤波系数(A、B和C)可以随着采样率和转角频率(例如，对于BLDIF，15Hz，对于HP，25Hz)之间的差距变大而变大。大的系数难以对于具有有限的整数字长的过程发生。因此，选择f2以符合实现约束的自由是重要的。可以延伸选择滤波频率的必要性以包括在不同的频率执行每一个滤波HP、LP和BLDIF以满足有限字长的局限性。
图12中的后滤波增益“k”可以在振动补偿得不到保证时用作开关(例如，“k＝0”是指没有前馈控制)。在使用单个HDD的情况下，随机振动可能不太大，前馈操作可以被监督控制器禁用，监督控制器能够读取RV速度传感器并设置增益k＝0。
图12还显示了模拟放大器1205、监督控制器1206、磁道跟踪器1207，以及各种采样器1208A、1208B和1208C，加法电路1209、传动器电流驱动器1210，以及传动器VCM 1211。
值得注意的是，图12显示，本发明可以用全模拟电子设备、全数字电子设备或模数设备组合来实现。数字电子设备更好，因为可以对设备进行编程(例如，在制造之后)。
需要进一步指出的是，图12中的滤波的实施例仅仅是示范性的。即，如上所述，LP、HP和/或DIF的组合只不过是表示第五阶多项式(例如，使用上面的方程式)滤波器1212的“黑箱”，那里的组件可以被认为是低阶滤波级1、级2和级3组件，如上所述。
对本发明的独特和不明显的方面，如上所述，已经开发了基于从独立的传感器导出的反-EMF信号进行工作的方法(算法)。值得注意的是，主传动器VCM还产生反-EMF，但易受磁道跟踪控制活动造成的污染的影响。通过智能电子设备，可以分离反-EMF(即，磁道跟踪和RV)的两个组件。如此，可以利用主传动器的反-EMF用于控制增大或RV估计。
图13说明了其中主传动器反-EMF用于进行RV控制的系统1300的一般配置。
在图13中，反-EMF估计器1301以选择的抽样速率接收总传动器电流命令、磁道跟踪电流命令和HDD温度(如果传感器1304可用)信息。此块的输出是对应于基板1305和主传动器VCM 1306之间的相对运动的反-EMF的估计。BLDIF 1302和稳定性补偿器1303块完成了此第二个反馈回路。还显示了放大器1307和传统的伺服1308。
可以表明，由于磁道跟踪命令，传动器的运动不应该由此第二个控制回路(例如，通过组件1301、1302和1303)来抵消。值得注意的是，图13中显示的此方法的局限性是，从同一主VCM传动器导出的PES和反-EMF不是独立的，使用反-EMF作为除传统的反馈之外的第二个反馈回路可能会导致冲突控制甚至不稳定性。然而，通过开发新算法，可以达到RV增强。
图14(a)-14(d)说明了瞬时振动模式对用于本发明的速度传感器的响应的影响。
具体来说，图14(a)显示了传统的PZT传感器的响应，而图14(b)显示了根据本发明的速度传感器的响应。
此外，图14(c)说明了没有前馈补偿的对应传动器位置误差以及在一段时间内的PES，而图14(d)说明具有前馈补偿的PES的改善。
除上面描述的硬件/软件环境之外，本发明的不同的方面包括用于执行上述方法的计算机实现的方法。作为示例，此方法可以在上述讨论的特定环境中实现。
这样的方法可以通过操作计算机来实现，正如由数字数据处理装置实现的，以执行机器可读的指令的序列。这些指令可以存在于各种类型的信号携带介质中。
这种信号携带介质可以包括，例如，包含在CPU内的RAM，由快速访问存储器代表。或者，指令也可以包含另一个信号携带介质内，如磁性数据存储磁盘，可由CPU直接或间接地访问。
无论是包含在磁盘、计算机/CPU、还是在别处，指令都可以存储在各种机器可读的数据存储介质中，如DASD存储(例如，传统的“硬盘驱动器”或RAID阵列)、磁带、电子只读存储器(例如，ROM、EPROM或EEPROM)、光存储设备(例如，CD-ROM、WORM、DVD、数字光带等等。)、纸张“打孔”卡，或其他适当的信号携带介质，包括诸如数字和模拟、通信链路和无线电之类的传输介质。在本发明的说明性的实施例中，机器可读的指令可以包含从诸如“C”之类的语言软件目标代码。
虽然是以多个优选的实施例来对本发明进行描述的，那些精通本技术的人可以认识到，在所附的权利要求的精神和范围内，可以对本发明进行修改。
权利要求
1.一种受到线性振动和旋转振动的磁盘驱动器(HDD)，包括一个独立传感装置，用于感应预先确定的频率范围内的旋转振动的旋转速度分量；以及最佳滤波器组合，用于从所述独立传感装置接收输出。
2.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，进一步包括耦合到所述传感装置的旋转振动(RV)速度控制器，所述传感装置包括反-电动势(EMF)传感装置。
3.根据权利要求2所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述RV控制器至少包括完整的数字电路和完整的模拟电路中的一个。
4.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述最佳滤波器组合包括耦合到所述传感装置的高通滤波器。
5.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述最佳滤波器组合包括耦合到所述传感装置的低通滤波器。
6.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述最佳滤波器组合包括耦合到所述传感装置的限制限带微分器。
7.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述传感装置包括反-电动势(EMF)传感装置，其中，所述最佳滤波器组合包括耦合到所述反-EMF传感装置的高通(HP)滤波器；耦合到所述反-EMF传感装置的低通(LP)滤波器；以及耦合到所述反-EMF传感装置的限带微分器(BLDIF)。
8.根据权利要求7所述的磁盘驱动器，其特征在于，以彼此不同的频率有选择地对所述HP滤波器，所述LP滤波器和所述BLDIF进行采样。
9.根据权利要求8所述的磁盘驱动器，其特征在于，只有在振动级超过预先确定的限制的情况下才激活所述RV控制器，从而降低通过传感器电路注入的不必要的电噪声的电势。
10.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，进一步包括RV速度传感器，其特征在于，RV速度传感器的灵敏度相对于线性振动减到最少，输出信号被当做是由RV激励产生的。
11.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，其特征在于，使用主要音圈电机(VCM)的反电动势(EMF)并考虑到所述主要VCM的反馈稳定性。
12.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述最佳滤波器组合具有第五阶多项式。
13.根据权利要求12所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述最佳滤波器组合包括一种滤波器系统，该系统包括高通滤波器、低通滤波器和限带微分器，它们具有所述第五阶多项式。
14.根据权利要求13所述的磁盘驱动器，其特征在于，高通滤波器和低通滤波器都包含二级过滤块。
15.根据权利要求13所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述高通滤波器、所述低通滤波器和所述限带微分器包含三个单独的滤波级。
16.根据权利要求13所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述高通滤波器、所述低通滤波器和所述限带微分器被合并成一个整块。
17.根据权利要求16所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述整块包括第五阶多项式块。
18.根据权利要求1所述的磁盘驱动器，其特征在于，所述独立传感装置包括一个独立的反-电动势(EMF)传感装置。
19.磁盘驱动器中的一种振动补偿方法，包括在中频范围内提取角速度分量；产生减少磁道跟踪定位误差的控制信号。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述角速度分量是从反电动势(EMF)传感装置提取的。
21.根据权利要求19所述的方法，进一步包括产生限带微分作用。
22.根据权利要求19所述的方法，进一步包括执行高低通滤波。
23.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述中频范围包括大约100Hz到大约1000Hz的范围。
24.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，高通滤波、低通滤波，以及限带微分是以不同的采样率采样的。
25.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述磁盘驱动器包括反电动势(EMF)传感装置，进一步包括只有在振动级超过预先确定的限制的情况下激活旋转振动(RV)速度控制器，从而降低通过所述反-EMF传感装置注入的不必要的电噪声的电势。
26.根据权利要求19所述的方法，进一步包括将旋转振动(RV)速度传感器相对于线性振动的灵敏度减到最低并将所有输出信号描述为由RV激励产生的。
27.根据权利要求19所述的方法，进一步包括使用所述磁盘驱动器的主音圈电机(VCM)的反电动势(EMF)，同时考虑所述主VCM的反馈稳定性。
28.根据权利要求19所述的方法，进一步包括最佳地过滤所述提取的角速度分量。
29.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述最佳地过滤使用第五阶多项式。
30.一种测量具有基板的磁盘驱动系统中的振动的方法，包括导出从传感器发出的反-电动势(EMF)电压，该传感器提供与传感器的基板的角速度分量成正比的反-EMF。
31.根据权利要求30所述的方法，进一步包括放大传感器的电压以足够进行模拟-数字转换以构成数字信号；以及向具有特定形状的用于实现多项式的结构提供数字信号。
32.根据权利要求31所述的方法，其特征在于，所述多项式是作为许多低阶滤波器实现的。
33.根据权利要求32所述的方法，其特征在于，所述低阶滤波器至少包含高通滤波器、低通滤波器以及限带微分器中的一个。
34.根据权利要求31所述的方法，其特征在于，所述多项式是作为第五阶多项式实现的。
35.根据权利要求32所述的方法，其特征在于，所述信号被依次传递到所述低通滤波器、所述高通滤波器，以及所述限带微分器。
36.一种磁盘驱动系统，包括主音圈电机；反-电动势(EMF)传感器，该传感器可围绕一个点旋转，基本上对线性振动不敏感，有选择地共享所述主音圈电机(VCM)的磁通；以及最佳滤波器组合，用于从所述反-EMF传感器接收输出。
37.一种信号携带介质，可触摸地体现可由数字处理装置执行的机器可读的指令的程序，以执行磁盘驱动器中的振动补偿方法，所述方法包括在中频范围内提取角速度分量；以及产生减少磁道跟踪定位误差的控制信号。
38.一种信号携带介质，可触摸地体现可由数字处理装置执行的机器可读的指令的程序，以执行测量具有基板的磁盘驱动系统中的振动的方法，所述方法包括导出从传感器发出的反-电动势(EMF)电压，该传感器提供与传感器的基板的角速度分量成正比的反-EMF。
全文摘要
一种受到线性振动和旋转振动的磁盘驱动器(HDD)(和方法)，包括一个独立传感装置，用于感应预先确定的频率范围内的旋转振动的旋转速度分量；以及最佳滤波器组合，用于从传感装置接收输出。
文档编号G11B5/55GK1487503SQ03123918
公开日2004年4月7日 申请日期2003年5月23日 优先权日2002年5月24日
发明者斯瑞·M·斯瑞-嘉延塔, 邓宪, 阿鲁恩·莎玛, 勲米田, 莎玛, 斯瑞 M 斯瑞-嘉延塔 申请人:日立环球储存科技荷兰有限公司