高频部件以及用于它的高频电路的制作方法

专利名称：高频部件以及用于它的高频电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及高频部件、以及构成它的高频电路，上述高频部 件具有在发送 接收不同频率的信号的无线通信系统中，与天线 开关模块一起使用的高频放大器。
背景技术：
在便携式无线系统中，主要有例如盛行于欧洲的EGSM
(Extended Global System for Mobile Communications) 方式 以及DCS (Digital Cellular System)方式，盛行于美国的 PCS (Personal Communication Service)方式，日本所采用的PDC
(Personal Digital Cellular)方式等。作为与多个系统相对 应的小型高频部件，例如有，与EGSM和DCS这2个系统相对应 的高频开关模块，或与EGSM、 DCS以及PCS这3个系统相对应的 高频开关模块等。另外，利用以IEEE802.il标准为代表的无线 LAN进行数据通信现在也被广泛应用。无线LAN的标准中包括频 带等不同的多种标准，在使用了无线LAN的多波段通信装置中也 使用了各种高频电路。在便携式电话机的发送侧，为了输出功率 较大的信号，使用数W左右的高功率放大器(高频放大器)。为 了实现便携式电话机等的小型化和低耗电，要求消耗DC功率的 大部分的高功率放大器具有高的DC-RF功率转换效率(也称为功 率附加效率)，并且小型化。另外，在组合了在便携式电话机等 的便携式通信设备中所使用的天线开关模块和高功率放大器的 高频部件中，为了阻抗匹配而在高频电路中设置了输出匹配电路， 所以，为实现小型化，不仅高功率放大器，天线开关模块、输出 匹配电路等也需要小型化。
虽然输出匹配电路是通过在传送线路上连接多个电容器而
6构成的，但是在特开2004-147166号中记载的输出匹配电路中， 传送线路是在层叠体的表层上以直线形设置的，以使在高频放大 器模块和高频开关模块一体化之后，能对阻抗匹配进行微调。为 确保充分的阻抗，就需要传送线路足够长，所以，特开 2004-147166中记载的输出匹配电路不适宜于小型化。另外，长 的传送线路还会加大导体损耗、阻碍高性能化。
由于从高频放大器输出并通过输出匹配电路的高频功率含 有高次谐波，所以有必要通过滤波电路等除去高次谐波。但是， 通过滤波电路，高次谐波的衰减并不一定充分，所以，若要增大 衰减量，就会导致滤波电路的复杂化、大型化。这样，高次谐波 的抑制和高频电路的小型化难以兼顾。
在便携式电话系统中，为了避免与周围的便携式电话机串 线、并稳定地维持通话质量，从基站向便携式电话发送控制信号 (功率控制信号)，以使发射输出达到相互通信所需的最小限度 功率。通过根据控制信号进行工作的APC (Automatic Power Control)电路，用高频放大器控制栅极电压，以使发送输出达到 通话所需的输出。该控制是通过对从高频放大器输出的功率检测 信号和来自基站的功率控制信号进行比较来进行的。高频放大器 的输出，是通过例如安装在该输出端子的耦合器检测的。但是， 由于以往的耦合器是与输出匹配电路等被分别安装在印刷基板 上，所以安装面积大，妨碍了便携式通信机的小型化。
特开2003-324326号提出了将高频放大器、输出匹配电路以 及耦合器在一个基板上一体形成的高频放大装置。但是，若将输 出匹配电路以及耦合器形成在一个基板上，未必可以充分实现高 频部件的小型化。 一般地，耦合器的主线路以及副线路的长度为 使用频率的波长的大约1/4，但是便携式电话机等主要使用的频 带的1/4波长大约为15 100rnrn，因此，在特开2003-324326中 记载的平面构造中，不能实现10mm角以下和小型的高频部件。 另外，为了实现小型化，在基板上将耦合器的主线路和副线路靠 近的话可能会引起短路，所以，降低主线路和副线路的间隔是有限度的。

发明内容
因此，本发明的目的是提供一种具有输出匹配电路的、小型 且性能高的高频部件。
本发明的另一个目的是提供构成该高频部件的高频电路。 本发明的第l高频部件，其在层叠多个电介质层形成的多层 基板上，构成具有高频放大器和接受上述高频放大器输出的高频 功率的输出匹配电路的高频电路，上述输出匹配电路具有从上述 高频放大器侧向输出端子侧传递上述高频功率的第1传送线路， 并且，上述第1传送线路的至少一部分是通过在层叠方向上串联 方式连接经由多个电介质层所形成的多个导电体图案而形成的。 由于具有该结构，可以缩小每一个电介质层的导电体图案，因此， 可以实现高频部件的小型化。
上述多个导电体图案优选连接成以层叠方向为中心轴的螺 旋状。由此，即使是在有限的空间内也可以得到高阻抗、更进一 步实现高频部件的小型化。
上述多个导电体图案由贯通电极连接，优选在上述多个导电 体图案之中，在相邻的电介质层上所形成的导电体图案彼此间仅 在由上述贯通电极所连接的部分沿层叠方向对置。由于具有该结 构，在相邻的电介质层上形成的导电体图案彼此间的耦合度减 少，即使传送线路短也可以获得所希望的阻抗，因此，可以实现 高频部件的小型化以及低损耗。本发明的一实施方式中，上述第 1传送线路之中由经由多个电介质层而形成的多个导电体图案构 成的部分，具有上述高频放大器侧的第1端和上述输出端子侧的
第2端，上述第1端通过贯通电极与上述高频放大器连接，上述 第2端位于比上述第1端更靠近上述高频放大器的层叠方向位置 上。
在本发明的另外的实施方式中，上述第1传送线路之中由经 由多个电介质层而形成的多个导电体图案构成的部分，具有上述高频放大器侧的第1端和上述输出端子侧的第2端，上述第1端 通过贯通电极与上述高频放大器连接，上述第2端位于比上述第 1端更远离上述高频放大器的层叠方向位置上。
优选接地电极配置在与上述第l传送线路的第2端相比更靠
近第1端的层叠方向位置上。由于具有该结构，可以从第l端直
到第2端增大第1传送线路的阻抗，适合从低阻抗增加到高阻抗 来获得匹配的情况。另外，因为多个导电体图案通过贯通电极连 接，所以，第1传送线路的特性阻抗从第1端到第2端阶段性地 变化。特性阻抗的变化也可以通过越是输入侧越加宽第1传送线 路的宽度来得到。
因为第1传送线路的特性阻抗变化承担阻抗匹配的一部分， 所以，所以可以缩短第1传送线路，实现使用了输出匹配电路的 高频电路的小型化。另外，由于第l传送线路变短，所以也降低 了损耗。第1传送线路的特性阻抗不包含以分支状与第1传送线 路连接的其他电路元件的阻抗。
在本发明的一实施方式中，优选在至少一部分的相邻的电介 质层中，在靠近上述接地电极的电介质层上形成的导电体图案， 比在远离上述接地电极的电介质层上形成的导电体图案更宽。由 于具有该结构，第l传送线路的阻抗为第2端大于第l端，阻抗 的调整变得容易。
在本发明的另外的实施方式中，在上述第1传送线路的与第 1端相比更靠近第2端的层叠方向位置上配置了接地电极。由于 具有该结构，第1传送线路的阻抗为第2端小于第1端，适合从 高阻抗降低到低阻抗来获得匹配的情况。同样的效果也可以通过 沿着输出侧的方向加宽第1传送线路的宽度得到。如果靠近上述 接地电极的导电体图案比远离上述接地电极的导电体图案宽，则 第1传送线路的第1端侧的阻抗会更加大于第2端侧的阻抗。
本发明的第2高频部件的特征在于在层叠多个电介质层形 成的多层基板上，构成具有高频放大器和接受从上述高频放大器 输出的高频功率的输出匹配电路的高频电路，上述输出匹配电路具有从上述高频放大器侧向输出端子侧传递上述高频功率的第 1传送线路；和由对上述高频功率进行检测的主线路以及副线路 构成的耦合器，上述主线路由上述第1传送线路的至少一部分形 成，上述主线路以及副线路形成于上述多层基板内。由于具有该 结构，可以实现具有耦合器的高频部件的小型化。
在本发明的一实施方式中，上述主线路的电极图案的至少一 部分和上述副线路的电极图案的至少一部分在上述电介质层上 对置配置。在本发明的另外的实施方式中，上述主线路的电极图 案的至少一部分和上述副线路的电极图案的至少一部分，通过上 述电介质层沿层叠方向对置配置。
上述副线路的电极图案的至少一部分的宽度比上述主线路 的电极图案的至少一部分的宽度窄，优选从上面看时，上述副线 路的电极图案的至少一部分位于上述主线路的电极图案的至少 一部分的宽度的内侧。由于具有该结构，通过错开电极图案的位 置，可以抑制主线路和副线路的耦合状态的变动。
上述副线路的一端，优选以电阻和与其并联连接的电容器作 为终端。优选传送线路串联连接上述电容器。该结构可以缩短主 线路以及副线路所需的线路长度，适合小型化。
本发明的第3高频部件，其在层叠多个电介质层而形成的多 层基板上，构成具有高频放大器和接受从上述高频放大器输出的 高频功率的输出匹配电路的高频电路，上述输出匹配电路具有 从上述高频放大器侧向输出端子侧传递上述高频功率的第l传送 线路；和以分支状连接上述第1传送线路的至少一个谐振电路， 上述第l传送线路的至少一部分是由在上述多层基板内的电介质 层上形成的导电体图案所形成的。通过谐振电路的连接，可以赋 予输出匹配电路相当于谐振频率的频带的衰减功能。即，可以通 过谐振电路来调整衰减极。由于不需要为了形成衰减极而增大输 出匹配电路的第1传送线路，所以，可以实现高频部件的小型化。 在上述输出匹配电路的一个例子中，上述谐振电路是由以分
支状连接上述第1传送线路的第1电容器和第2传送线路构成的串联谐振电路。从第1传送线路分支出来的该串联谐振电路，具有相当于该谐振频率的频带的衰减功能。由于具有该结构，可以縮短作为输出匹配电路的主线路的第1传送线路，有助于实现高频部件的小型化。
上述输出匹配电路的其他例子有并联谐振电路，其是由串联连接上述第1传送线路的第3传送线路和并联连接在上述第3传送线路上的第2电容器构成的。该并联谐振电路可以使相当于其谐振频率的频带衰减。
上述输出匹配电路还有另外一个例子，即，除了第3传送线路以及第2电容器之外，还具有第4传送线路以及第3电容器，上述第4传送线路的一端连接在上述第3传送线路的输出端子侧一端上，上述第4传送线路的另外一端连接在上述第2电容器的输出端子侧一端上，上述第3电容器的一端连接在上述第4传送线路的另一端上，上述第3电容器的另一端接地。由于具有该结构，可以得到更大的衰减。
优选调整上述谐振电路的谐振频率，以便与上述高频功率的n倍高次谐波的至少一个频率几乎一致，其中，n为2以上的自然数。如果使谐振电路的衰减极与高频功率的n倍高次谐波的频率几乎一致，则由输出匹配电路输出的高频功率的无用频带就会衰减。
根据第1 第3的实施方式任意一个的高频部件，具备具有对发送系统和接收系统的连接进行切换的开关电路的天线开关模块，优选在上述输出匹配电路与上述天线开关模块之间获得阻抗匹配。
本发明的高频电路，其具有高频放大器和接收上述高频放大器输出的高频功率的输出匹配电路，上述输出匹配电路具有从上述高频放大器侧向输出端子侧传递上述高频功率的第1传送线路，上述第1传送线路的至少一部分的特性阻抗从上述高频放大器侧到上述输出端子侧进行变化。
本发明的高频部件的第l传送线路的至少一部分是在层叠方
ii向上串联连接经由多个电介质层形成的多个导电体图案而形成的，所以，可以縮小每一个电介质层的导电体图案，因此可以实现小型化。如果多个导电体图案是以层叠方向为中心轴的螺旋状进行连接，即使在有限的空间内也可以得到高阻抗，高频部件被进一步小型化。另外，通过增大从第1传送线路的输入端到输出端的阻抗，从高频放大器到输出端子的阻抗匹配变得容易。


是表示根据本发明的第1实施方式的高频电路的等效电路的一个例子的图。是根据本发明的第1实施方式的高频部件的一个例子的一部分，是表示形成了输出匹配电路的第1传送线路用的导电体图案的电介质层的展开图。表示图2 (a)所示的第l传送线路的层叠结构的图。[图3 (a)]是根据本发明的第1实施方式的高频部件的另外的例子的
一部分，是表示形成了输出匹配电路的第1传送线路用的导电体图案的电
介质层的展开图。表示图3 (a)所示的第l传送线路的层叠结构的图。[图4 (a)]是根据本发明的第1实施方式的高频部件的另外的例子的
一部分，表示形成了输出匹配电路的第1传送线路用的导电体图案的电介
质层的展开图。是表示图4 (a)所示的第l传送线路的层叠结构的图。[图5 (a)]是根据本发明的第1实施方式的高频部件的另外一个例
子的一部分，是表示形成了输出匹配电路的第1传送线路用的导电体图案
的电介质层的展开图。是表示图5 (a)所示的第l传送线路的层叠结构的图。[图6 (a)]是根据本发明的第l实施方式的高频部件的另外一个例
子的一部分，是表示形成了输出匹配电路的第1传送线路用的导电体图案
的电介质层的展开图。是表示图6 (a)所示的第l传送线路的层叠结构的图。[图7]是表示根据本发明的第1实施方式的高频部件的展开图。是表示用于根据本发明的第1实施方式的高频部件的输出匹
配电路的一个例子的图。是表示根据本发明的第1实施方式的高频电路的等效电路的一
个例子的图。是表示搭载在高频部件的层叠体表面上的裸芯片配置的一个
例子的俯视图。是表示搭载在高频部件的层叠体表面上的裸芯片配置的另一个例子的俯视图。是表示用于根据本发明的第1实施方式的高频部件的输出匹
配电路的其他例子的图。是表示用于根据本发明的第1实施方式的高频部件的输出匹配电路的另一个例子的图。是表示设置在高频部件的背面的端子电极以及保护层的仰视图。是表示搭载在印刷布线基板上的高频部件的一个例子的部分截面图。是表示搭载在印刷布线基板上的高频部件的另一个例子的部分截面图。是表示根据本发明的第2实施方式的高频电路的等效电路的一个例子的图。是根据本发明的第2实施方式的高频部件的一部分，是表示形成了输出匹配电路的第1传送线路用导电体图案的电介质层的展开图。是根据本发明的第2实施方式的高频部件的一部分，是表示输出匹配电路的第1传送线路和耦合器的副线路的位置关系的一个例子的部分截面图。是根据本发明的第2实施方式的高频部件的一部分，是表示输出匹配电路的第1传送线路和耦合器的副线路的位置关系的其他例子的部分截面图。是根据本发明的第2实施方式的高频部件的一部分，是表示
13输出匹配电路的第l传送线路和耦合器的副线路的位置关系的另一个例子的部分截面图。是表示根据本发明的第2实施方式的高频部件中的耦合器的终端结构的一个例子的图。是表示根据本发明的第2实施方式的高频部件中的耦合器的终端结构的其他例子的图。是表示根据本发明的第2实施方式的高频部件中的耦合器的终端结构的另一个例子的图。是对根据本发明的第2实施方式的高频部件，与在印刷基
板上分别安装了含有输出匹配电路的功率放大器以及耦合器的以往例子
的插入损耗特性进行比较的曲线图。是对根据本发明的第2实施方式的高频部件，与获取了 50
Q的匹配而将输出匹配电路以及耦合器复合化的以往的高频部件的插入
损耗特性进行比较的曲线图。是表示图21所示的耦合器的隔离度以及方向性的曲线图。[图25]是表示图22(a)所示的耦合器的隔离度以及方向性的曲线图。[图26]是表示图22(b)所示的耦合器的隔离度以及方向性的曲线图。[图27]是表示根据本发明的第3实施方式的高频电路的等效电路的
一个例子的图。是表示用于根据本发明的第3实施方式的高频电路的输出匹配电路的其他例子的图。是表示用于根据本发明的第3实施方式的高频电路的输出匹配电路的另一个例子的图。
具体实施例方式
以使用了天线开关模块的便携式电话机为例，参照附图对本发明的高频部件进行以下详细说明，但是，本发明不限于此。另外，对各实施方式进行了个别说明的结构，只要没有特别说明，也可以照样适用于其他实施方式，所以，兼备各实施方式的要素的结构也在本发明范围之内。[l]第1实施方式
在第1实施方式中，输出匹配电路的主传送线路(第1传送线路)的 至少一部分具有将在构成多层基板的各电介质层上形成的多个导电体图 案进行层叠的结构。图1表示根据本发明的第1实施方式的高频电路的等 效电路。此高频电路具有半导体元件Q1、接受用半导体元件Q1进行了放 大的高频功率的输出匹配电路(用虚线圈起的部分)。输出匹配电路的输
出端子Po与例如图9所示的天线开关模块的EGSM Tx的发送端子Tx-LB 连接，所放大的发送信号被发送给天线开关。输出匹配电路的第l传送线 路ASL被串联配置在半导体元件Ql和输出端子Po之间，使高频功率向 输出端子Po侧传输。在第1传送线路ASL的端部和输出端子Po之间设 置了直流截止电容器Cal。 (A)输出匹配电路
在图l所示的输出匹配电路中， 一端接地的多个电容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4以分支状连接在第1传送线路ASL上，电容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4调整输出匹配电路的阻抗。电容器数可以根据需要进行变更。
本实施方式的高频部件，在层叠了带有多个电极的电介质层而形成的 多层基板上，构成具有输出匹配电路的高频电路。电介质层可以由陶瓷或 树脂形成，但是，从小型化以及低成本化的容易程度来考虑的话，优选陶 瓷。在用半导体基板构成多层基板的情况下，放大元件、输出匹配电路等 的至少一部分也可以在半导体基板上一体构成。
半导体元件配置在多层基板的表面和/或内部。在多层基板表面配置半 导体元件的情况下，既可以搭载在多层基板的平坦的表面上，也可以收纳 在多层基板的凹部内。另外，也可以在多层基板内形成构成输出匹配电路 等的传送线路以及电容器的一部分，将其余部分作为芯片部件等配置在多 层基板的表面上。
图2表示第1传送线路的至少一部分形成以层叠方向作为中心轴的螺 旋状的一个例子。图2(a)表示为了形成第1传送线路而在各电介质层上形 成的导电体图案，图2(b)表示导电体图案的层叠结构(从图2(a)的左边看 到的)。另外，在图2(b)中未图示被连接在第4层以上的层的贯通电极等。 另外，第1层 第4层是仅仅具有导电体图案的电介质层的层数，并不是与高频部件所有的电介质层的层数相一致。
构成第1传送线路ASL的多个C字形的导电体图案5、 5、 5经由第2 层到第4层以在层叠方向上重叠的方式配置，并通过贯通电极4串联连接， 形成以层叠方向为中心轴的螺旋状。通过螺旋状连接，即便是在有限的空 间内，也可以得到具有高阻抗的第1传送线路ASL。但是，导电体图案的 形状、数量以及连接的方法等不限于图中所示的例子。例如，导电体图案 不限于C字形，也可以是直线形、L字形，或者是圆弧形。而且，通过贯 通电极连接的导电体图案不限于螺旋状。
在图2(a)中，高频放大器的半导体元件配置在第4层或其以上的层上， 半导体元件的端子通过贯通电极3与在第2层上形成的导电体图案5的第 1端1 (图1所示的等效电路中的半导体元件侧的端部)连接。在半导体 元件与贯通电极3之间还可以设置传送线路用电极图案。从搭载的容易程 度的观点来考虑的话，优选将半导体元件配置在多层基板的表面上，但也 可以配置在多层基板内。在图2所示的例中，由多个导电体图形构成的第 l传送线路用的第2端2(图l所示的等效电路中的输出端子Po侧的端部) 比导电体图案5的第1端1靠近半导体元件。该构成适合在半导体元件的 附近连接输出匹配电路以及其后段的电路。
在图2所示的例中，在位于最靠近第1传送线路的第1端的层叠位置 上的第1层上，形成接地电极6，以便其与多个导电体图案在层叠方向上 重叠，在第4层以上的层(未图示)上没有设置接地电极。第l传送线路 的第1端1最靠近接地电极6，第2端2离接地电极6最远，所以，容易 使第2端2侧成为高阻抗，适合从第1端1侧到第2端2侧使阻抗增加而 获得匹配。即使第4层以上的层上有接地电极，如果第l传送线路的第l 端1与接地电极6的距离比第2端2与上层的接地电极的距离短，则也可 以获得这种效果。
这样，若通过串联连接经由多个电介质层设置的多个导电体图案而形 成第1传送线路ASL，则由于第1传送线路ASL与接地6的间隔随着从 第1端1到第2端2阶段性地变大，所以，第1传送线路ASL的特性阻 抗也随之阶段性地变大。第1传送线路ASL的特性阻抗的变化方法没有 限定，可以是连续性的、也可以是阶段性的。但是，如图2所示的特性阻抗的阶段性的变化，容易构成输出匹配电路。在图2的情况下，根据在一 个电介质层上形成的导电体图案的特性阻抗几乎是恒定的，在相邻的电介 质层上形成的导电体图案中，在用贯通电极连接的部分上特性阻抗发生变 化。
一般来说，半导体元件的输出侧的阻抗低至数Q，所以为了与天线开
关模块等的后段电路在50Q获得匹配，有必要使阻抗增加。因此，优选从 半导体元件侧的第1端1到输出端子Po侧的第2端2，第1传送线路ASL 的特性阻抗增加。如果将这样的第1传送线路ASL用于图1所示的输出 匹配电路，则比起仅仅使用以分歧状连接在具有恒定的特性阻抗的第l传 送线路ASL上的多个电容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4来使阻抗变化的情 况，更能缩短第1传送线路ASL。因此，可以实现输出匹配电路以及具有 该输出匹配电路的高频电路的小型化以及低损耗。
从第1端1到第2端2阶段性地增大的特性阻抗，也可以通过图3所 示的结构实现。图3表示多个导电体图案被串联连接成以层叠方向为中心 轴的螺旋状的第1传送线路的另外的例子。图3(a)表示第1层到第4层的 导电体图案，图3(b)表示第l层到第4层的导电体图案的层叠结构(从图 3(a)左边看)。另外，图3(b)中未图示连接在第4层以上的层上的贯通电极。 在第1层到第3层上形成的多个导电体图案5通过贯通电极4串联连接， 形成与图2所示的方向相反的螺旋状的第1传送线路。在图3所示的例子 中，第1传送线路的第2端2比第1端1远离半导体元件。
高频放大器的半导体元件配置在第4层以上的层上，通过贯通电极3 与在第3层上形成的导电体图案5的第1端1连接。在第3层上形成的C 字形的导电体图案5和在第2层上形成的C字形的导电体图案5通过贯通 电极4以串联方式连接，在第2层上形成的C字形的导电体图案5和在第 1层上形成的C字形的导电体图案5通过贯通电极以串联方式连接，并构 成以层叠方向为中心轴的螺旋状的第1传送线路。在图3所示的例子中， 第1传送线路的第1端1位于第3层上，而靠近半导体元件，从第3层到 第1层缠绕第1传送线路，第1传送线路的第2端2位于第1层上，而距 离半导体元件最远。如图3所示，可以将第1传送线路的第2端2通过贯 通电极3与在第4层以上的层(例如配置了半导体元件的层)上形成的传送线路的导电体图案连接，但也可以在第1层等的电介质层(多层基板内) 上与后段的电路连接。这种情况下，可以在远离半导体元件的层叠方向的 位置上连接输出匹配电路的后段的电路。
图3是表示第1传送线路的至少一部分形成为以层叠方向为中心轴的
螺旋状的其他的例子。在该例中，在第4层上形成与第1传送线路用的多 个导电体图案在层叠方向上重叠的接地电极6。因为第l层以下的层，例 如与第l层相邻的层(未图示)上没有接地电极，所以，第l传送线路的 第l端l最靠近接地电极，第2端2距离接地电极最远。因此，与图2的 结构一样，第1传送线路的特性阻抗从半导体元件侧的第1端1到输出端 子Po侧的第2端2阶段性地增加，阻抗匹配的获取变得容易。另外，即 使在第1层以下的层上有接地电极，如果第1传送线路的第1端1与接地 电极6的距离比第2端2与下层的接地电极的距离短，则也可以得到上述 效果。
图4表示第1传送线路的至少一部分形成为以层叠方向为中心轴的螺 旋状的另一个例子。图4(a)表示第1层到第4层的接地电极以及导电体图 案，图4(b)表示第1层到第4层的接地电极以及导电体图案的层叠结构(从 图4(a)的左边看)。另外，图4(b)中未图示连接第4层以上的层的贯通电极。 经由第4层到第2层所形成的多个导电体图案5通过贯通电极4以串联方 式连接，并在层叠方向上构成具有中心轴的螺旋状的第l传送线路。在图 4所示的例子中，与图2的结构相反，第1传送线路的第1端1靠近半导 体元件。
高频放大器的半导体元件(未图示)和第1传送线路的第1端1的连 接，在半导体元件配置在第4层的情况下，是通过连接线路进行的；另外， 在半导体元件配置在第4层以上的层上的情况下，是通过贯通电极进行的。 在第4层上形成的C字形的导电体图案5和在第3层上形成的C字形的导 电体图案通过贯通电极4串联连接，在第3层上形成的C字形的导电体图 案和在第2层上形成的C字形的导电体图案通过贯通电极串联连接，并构 成以层叠方向为中心轴的螺旋状的第l传送线路。在图4所示的例子中， 因为第1传送线路的第1端1位于距离半导体元件最近的层叠位置上，所 以，第1传送线路的缠绕方向是从第4层到第2层的方向。如图4所示，可以将第1传送线路的第2端2，通过贯通电极3与在第3层以上的层(例 如配置了半导体元件的层)上形成的传送线路的导电体图案连接，但也可 以在第l层的电介质层上与后段的电路连接。在这种情况下，可以在远离 半导体元件的层叠方向的位置上连接输出匹配电路的后段的电路。
在图4所示的例子中，在第l层上形成与多个导电体图案在层叠方向 上重叠的接地电极6。在第4层以上的层(例如第5层)上没有设置接地 电极，所以，第1传送线路的第2端2比第1端1靠近接地电极。因此， 第1传送线路的特性阻抗从半导体元件Ql侧的第1端1到输出端子Po 侧的第2端2阶段性地减小，阻抗匹配的获取变得容易。图4所示的例子 与图2所示的例子在第1传送线路的缠绕方向以及接地电极的配置上相 反。图4所示的结构，也可以作为输出匹配电路的一部分，作为部分地减 少阻抗的手段而使用。另外，即使在第4层以上的层上有接地电极，只要 第1传送线路的第2端2与接地电极6的距离比第1端1与上层的接地电 极的距离短，就可以获得上述效果。
图5表示第1传送线路的至少一部分形成以层叠方向为中心轴的螺旋 状的其他的例子。在该例中，第2层以及第3层上形成的导电体图案的宽 度比第4层上形成的导电体图案的宽度大。如果使靠近接地电极的导电体 图案(具有第l端O的宽度比远离接地电极的导电体图案(具有第2端 2)的宽度大，则靠近接地电极一侧(第1端1侦O的阻抗变低，远的一 侧(第2端2侧)的阻抗变高。不需要所有的导电体图案都具有不同的宽 度，可以如图5所示，至少一部分的在层叠方向上相邻的导电体图案越靠 近接地电极6宽度越大即可。当然，也可以从第2端2侧开始，按每个电
介质层逐渐扩大导电体图案的宽度。另外，具有不同宽度的导电体图案的 配置不限于图5所示的结构，也可以是图3或者图4所示的结构。这样，
也能通过改变导电体图案的宽度，得到具有从半导体元件Ql侧的第1端 1到输出端子Po侧的第2端2增大的特性阻抗的第1传送线路ASL。
图6(a)表示将导电体图案以螺旋状连接的其他的例子，图6(b)表示导 电体图案的层叠结构(从图6(a)的下方看)。在图6所示的例子中，在第2 层以及第5层上形成L字形的导电体图案5、 5，在第3层以及第4层上 形成C字形的导电体图案5、 5，全部的导电体图案5、 5、 5、 5通过贯通
19电极4、 4、 4串联连接，在层叠方向上构成中心轴延伸的螺旋状的第l传 送线路。用贯通电极4连接的部分，包含贯通电极4的周围的导电体部分。 通过调整在相邻的电介质层上形成的导电体图案的重叠，可以控制线路间 的耦合。在图6的例子中，由于在邻接的电介质层上形成的导电体图案5、 5只在用贯通电极4连接的部分在层叠方向上重叠，所以线路间耦合小。 另外，在第2层与第4层以及第3层与第5层之间，虽然导电体图案在层 叠方向上重叠，但是由于介入多个电介质层进行了隔离，所以对线路间的 耦合影响小。
也可以改变形成导电体图案的电介质层的厚度。例如，若在一部分相 邻的导电体图案之间设置多个电介质层，就可以不受多层基板的布局的制 约地改变相邻的导电体图案之间的距离。另外，也可以不固定导电体图案 的间隔，对每一层进行改变。例如，如果导电体图案的间隔窄，电长度就 变得比图案长度小，在构成了电感元件的情况下，成为高Q窄带的特性。 相反，如果导电体图案的间隔宽，电长度就变得比图案长度大，在构成了 电感元件的情况下，成为低Q宽带的特性。
通过导电体图案的串联连接形成的第1传送线路ASL的第1端1以 及第2端2，严格来说，是指第1传送线路ASL的螺旋部的端部，不一定 指第1传送线路ASL的末端。如果第1传送线路ASL整体是螺旋状的， 则第1传送线路ASL的末端就成为第1端1以及第2端2，但是，为了连 接螺旋部和半导体元件或者输出端子Po，很多情况下还经由传送线路。在 该情况下，不将连接用传送线路的末端称为第1端1或第2端2。在图1 等中，虽然在第1传送线路ASL的末端标注了 1和2的编号，但是，这 只是为了便于对末端进行图示。在螺旋部的外侧有连接用传送线路的情况 下，应该理解为在第1传送线路ASL的末端的稍微内侧的位置(螺旋 部的端部的位置)上标注了 1和2的编号。
(B)其他的电路
对图1所示的高频电路中的高频放大器电路进行说明。第1传送线路 ASL的第1端1与作为半导体元件的一种的场效应开关晶体管(FET) Ql 的漏极D连接。FETQ1的源极接地，栅极与双极开关元件(B-Tr) Q2的 集电极连接。
20第1传送线路ASL的第I端1和FETQ1的漏极D的连接点，通过由 入/4带状线等组成的电感器SL1和电容器Ca5的串联电路而接地，电感器 SL1和电容器Ca5的连接点与漏极电压端子Vddl连接。FETQ1的栅极和 B-Tr Q2的集电极的连接点在通过电容器Ca6接地，并且也与栅极电压端 子Vg连接。
B-TrQ2的发射极接地，基极与传送线路SL3的一端连接。B-TrQ2的 集电极，通过由带状线等组成的电感器SL2和电容器Ca7的串联电路而接 地，电感器SL2和电容器Ca7的连接点与集电极电压端子Vc连接。电感 器SL2和电容器Ca7的连接点也与B-Tr Q2的基极和传送线路SL3的连接 点连接。传送线路SL3的另一端通过电容器Ca8接地，并且与输入端子 Pin连接。
图1的等效电路中的传送线路以及电感器，多是由带状线构成的，但 也可以用微带线、共面导线等构成。另外，也可以在放大器电路中附加半 导体元件Q3以及电源供给电路，作为3段以上的高功率放大器。关于晶 体管，将Ql作为FET、 Q2作为B-Tr，但是也可以使用Si-MOSFET、 GaAs FET、 Si双极晶体管、GaAsHBT (异质结双极型晶体管)、HEMT(高电子 迁移率晶体管)、MMIC (单片微波集成电路)等其他的晶体管。在本例中， 虽然直接连接了传送线路SL3和晶体管Q2，但也可以通过电阻连接。电 感器SL1、 SL2不限于带状线，也可以用电阻、铁氧体磁珠、空心线圈等 代替使用，但是，优选使用输出侧直流电阻值低的元件。
为了检测高频功率，也可以在高频电路中设置具有耦合的主线路和副 线路(也称耦合传送线路)的耦合器。耦合器既可以设置在例如输出匹配 电路的输出侧，也可以通过将输出匹配电路的第1传送线路的至少一部分 作为主线路，与输出匹配电路复合化。在复合化的情况下，优选在多层基 板内形成主线路和副线路。也可以将构成主线路以及副线路的电极图案的 至少一部分在1个电介质层上对置配置，此外，也可以隔着电介质层在层 叠方向上对置配置。如果将陶瓷的绝缘材料置于两线路之间，则即使为了 实现小型化和高耦合性而缩短两线路的间隔，也不会发生短路。因为电介 质层的厚度可以高精度地控制，所以在将两线路的间隔缩短的情况下，优 选隔着电介质层在层叠方向上进行配置。在层叠方向上的配置的情况下，当从上方看多层基板时，优选的配置 方式为副线路的电极图案不会从主线路的电极图案露出。具体而言，优 选副线路的电极图案位于主线路的电极图案的宽度的内侧。通过这种配 置，即使主线路的电极图案与副线路的电极图案的位置稍微错开，两线路 的间隔也几乎没有变化，这样也可以抑制耦合状态的变化。
(C)高频部件(复合层叠模块)
本发明的高频部件是通过在由多个电介质层构成的多层基板上形成 上述高频电路而得到的。图7表示作为高频部件的一个例子的多波段用复 合层叠高频部件的一部分。第1传送线路等的传送线路或电容器的一部分 形成在由电介质层构成的多层基板内。可以将构成输出匹配电路的元件全 部内置于多层基板上。在这种情况下，可以期待以下效果，即，降低搭载 部件的安装面积、高频部件的小型化、通过减少搭载部件实现低成本化、 降低安装工时以及成本等。虽然本实施方式是在陶瓷多层基板上构成高频 电路，但也可以在例如半导体基板上形成电路的一部分。
图7是构成陶瓷多层基板的16个层的电介质层，表示了构成图8所
示的输出匹配电路的电极图案的形成。图7的上面一行表示从左边开始的 第l层(表层) 第5层，中间一行表示从左边开始的第6层 第11层， 下面一行表示从左边开始的第12层 第16层。下面一行的右端表示多层 基板的背面。在图7的电极图案中，标注了与图8中对应的电路元件相同 的符号。在多层基板的背面，如图14所示，设置了中央接地电极13、以 及沿着四个边的端子电极11，四个角的端子电极ll，比其他的端子电极11 大。在背面，设置了覆盖端子电极11、 ll'中未对置多层基板的边缘部的
保护层12。端子电极ii、 ir被保护层部分覆盖，所以提高了端子电极 ii、 ir的紧密性。四个角的端子电极ir比其他的端子电极ii大，所以， 即使只有两个边缘部被保护层12所覆盖，也可以充分确保紧密性。由于 仅在四个角的端子电极ir的两个边缘部设置保护层12即可，所以，可以 提高端子电极的集成度。
图15模式化地表示安装在便携式终端等的印刷布线基板(主基板) 上的高频部件。高频部件14的端子15和主基板20的端子17用焊锡19 接合。高频部件14的端子15的周围被保护层12所覆盖，主基板20的端子17的周围被抗蚀层18所覆盖。在高频部件14搭载在主基板20上的状 态下，当由于落下冲击等很大的外力的作用而导致主基板20变形时，如 图15(a)所示，如果端部的间隙小，由于搭载的高频部件14和主基板20 的物理性干涉或应力向连接端子集中等原因，端子面可能会发生断裂。与 此相对，在高频部件14的四个角部分没有保护层16这样的结构的情况下， 如图15(b)所示，由于可以获取很大的端部间隙，从而可以避免与主基板 20的物理性干涉，确保端子连接的可靠性。只要是在背面具有端子的高频 部件，就可以采用这种结构，而与其中的高频电路的结构无关。
如图7所示，构成输出匹配电路的传送线路的导电体图案(也称为电 极图形)中，低频侧为L101 L105以及Lpl01 103，高频侧为L201 L205以及Lp201。其中，L101 L105以及L201 205分别构成了低频侧 以及高频侧的第1传送线路ASL。 L102 L104构成了低频侧的第1传送线 路ASL的螺旋部，L202 L204构成了高频侧的第1传送线路ASL的螺旋 部。构成电容的电极图案中，低频侧为C101 C102、 Cpl01 103以及 CslOl，高频侧为C201 C202以及Cp201 203。
图8所示的输出匹配功率除了第1传送线路ASL之外还具有电容以 及其他的传送线路。图12表示输出匹配电路的其他的例子。该输出匹配 电路具有第i传送线路ASL，和一端以分支状连接在第1传送线路ASL 上而另一端接地的多个第1电容器Cml、 Cm2、 Cm3以及Cm4。第2传 送线路Lml、 Lm2以及Lm3分别串联连接在电容器Cml、 Cm2以及Cm3 和第1传送线路ASL之间。图12所示的输出匹配电路，通过将传送线路 以及电容器组合，具有输出匹配所需的的阻抗，并且，也发挥了作为串联 谐振电路的功能。传送线路Lml和电容器Cml、传送线路Lm2和电容 器Cm2、以及传送线路Lm3和电容器Cm3的各组合，通过电感元件和电 容构成串联谐振电路，并可以很大地衰减无用的频带。例如，通过调整串 联谐振电路的谐振频率，以使其与通过输出匹配电路的频率f的高频功率 的n倍(n是2以上的自然数)的频率一致，从而使2f带、3f带等的n倍高 次谐波衰减。优选使输出匹配电路上所设置的各个谐振电路的谐振频率， 从输出匹配电路的输入侧(半导体元件侧)开始，按照顺序与2倍波、3 倍波、4倍波的频率一致。另外，电容器Cm4的位置可以在半导体元件一
23侧，但如图12所示，若配置在输出端子侧，则可以降低损耗，所以成为 优选。串联谐振功能同样可以通过图8所示的例子得到。
图13表示输出匹配电路的另外一个例子。在该例中，从输入侧(半 导体元件侧)开始按顺序，单个的电容器Cml、传送线路Lm2和电容器 Cm2的串联谐振电路、单个的电容器Cm—3、以及传送线路Lm4和电容器 Cm4的串联谐振电路以分支状连接到第1传送线路ASL上。另外，在传 送线路Lm2和电容器Cm2的串联谐振电路与传送线路Lm4和电容器Cm4 的串联谐振电路之间，电容器Cm5以并联方式连接到第1传送线路ASL 上，并构成并联谐振电路。这样，通过并联谐振电路夹持在串联谐振电路 之间的配置，传送损耗降低，衰减特性提高。为了得到优良的衰减特性， 优选由第1传送线路ASL的一部分和电容器Cm5构成的并联谐振电路， 与由传送线路Lm4、电容器Cm4构成的串联谐振电路和第1传送线路ASL 的连接点的之间的间隔在入/40以上。
如图7所示，第1层、第9层、第8层、第7层以及第2层上具有低 频侧的第1传送线路用的导电体图案L101、 L102、 L103、 L104以及L105， 导电体图案L102、 L103以及L104通过贯通电极以螺旋状连接。第1层上 搭载了与导电体图案L101连接的半导体元件。另外，第1层、第10层、 第8层、第7层以及第2层上具有高频侧的第1传送线路用的导电体图案 L201、 L202、 L203、 L204以及L205，导电体图案L202、 L203以及L204 通过贯通电极以螺旋状连接。导电体图案LIOI连接在第1层上的半导体 元件上。
第1传送线路ASL可以由一条线构成，但是，优选将经由多个电介 质层所形成的多个导电体图案串联连接而构成。在图7所示的例子中，第 1传送线路ASL从下层(低频侧是第9层、高频侧是第10层)到上层(低 频侧以及高频侧都是第2层)以螺旋状形成。例如，从低频侧的第l传送 线路ASL来看，在构成该螺旋状部分的多个导电体图案中，最靠近半导 体元件的导电体图案L102形成在第9层上，最靠近第12层的接地电极， 导电体图案L103以及L104按顺序远离接地电极地配置在第8层以及第7 层上。在具有阻抗转换功能的输出匹配电路中，需要将输入侧设为低阻抗， 输出侧设为大约50Q，但该条件可以通过上述配置容易达成。这在高频侧的第1传送线路ASL的情况下也一样。
通过将第1传送线路ASL从以往的直线结构或者曲线结构变换到螺 旋状的层叠结构，可以增强线路间的电磁耦合，且縮短线路长度。这有利 于高频部件的小型化。另外，在图7所示的例子中，因为导电体图案不通 过接地电极配置，所以无需为了将传送线路的阻抗保持为恒定，而像将导 电体图案与接地电极交替层叠时那样，加长线路长度。
作为低频侧第1传送线路一部分的导电体图案L104兼为耦合器的主 线路，副线路的导电体图案301与导电体图案L104对置设置。另外，作 为高频侧第1传送线路一部分的导电体图案L204兼为耦合器的主线路， 副线路的导电体图案401与导电体图案L204对置设置。这样，耦合器的 主线路以及副线路的电极图案隔着电介质层沿层叠方向对置设置。第1传 送线路的螺旋部分以及耦合器设置在第12层的接地电极与第2层的接地 电极之间。另外，在图7中，为了明确，省略了构成输入匹配电路、段间 匹配电路、电源供给电路等的其他的导电体图案。
作为本发明的高频部件的一个例子，对在输出匹配电路中连接了具有 切换发送系统和接收系统的连接的开关电路的天线开关模块的结构进行 说明。在输出匹配电路和天线开关模块之间，需要获取阻抗匹配到例如大 约50 Q 。
图9表示可以用于本发明的高频部件中的四频用天线开关模块的等效 电路的一个例子。该天线开关模块使用低频带的GSM850 (发送频率824 849MHz、接收频率869 894MHz)以及EGSM频带(发送频率880 915MHz、 接收频率925 960MHz)，高频带的DCS频带(发送频率1710 1785MHz、 接收频率1805 1880MHz)以及PCS频带(发送频率1850 1910MHz、 接收频率1930 1990MHz)。除了这些频带以外，还可以使用PDC800频 带(810 960MHz)、 GPS频带(1575. 42腿z)、 PHS频带(1895 1920MHz)、 Bluetooth频带(2400 2484MHz)、 CDMA2000、 TD-SCDMA等。当然，天线
开关模块不限于四频，也可以是三频或者是双频。
图9所示的天线开关模块具有由低频侧滤波器以及高频侧滤波器构 成的分频电路(双工器)Dip;设置在分频电路Dip的低频侧滤波器的后 段，并通过从控制端子Vc提供的电压来切换发送端子Tx-LB和接收端子Rx-LB的第1开关电路SW1;设置在分频电路Dip的高频侧滤波器的后段， 并通过从控制端子Vc提供的电压来切换发送端子Tx-HB和接收端子Rx-HB 的第2开关电路SW2。低频侧的发送端子Tx-LB以及接收端子Rx-LB被GSM 以及EGSM共用，高频侧的发送端子Tx-HB以及接收端子Rx-HB被DCS以 及PCS共用。根据搭载了本模块的便携式末端所使用的区域，选择性地使 用低频侧的接收端子Rx-LB以及高频侧接收端子Rx-HB。例如，在欧洲， Rx-LB分配给EGSM、 Rx-HB分配给DCS，在美国，Rx-LB分配给GSM、 Rx-HB 分配给PCS。也可以在接收端子Rx-LB以及Rx-HB的后段另外设置开关电 路，作为4个接收端子。
与天线端子ANT连接的分频电路Dip具有低频侧滤波器，其使GSM 以及EGSM的发送 接收信号通过，但使DCS以及PCS的发送 接收信号 衰减；和高频侧滤波器，其使DCS以及PCS的发送 接收信号通过，但使 GSM以及EGSM的发送，接收信号衰减。低频侧滤波器以及高频侧滤波器分 别由包含传送线路以及电容器的低通滤波器以及高通滤波器构成，但是也 可以由带通滤波器或者是陷波滤波器构成。
在作为低频侧滤波器的低通滤波器中，传送线路LL1以低损耗使低频 侧的GSM以及EGSM频带的信号通过，但是对于高频侧的DCS以及PCS频 带的信号成为高阻抗而阻止其通过。传送线路LL2以及电容器CL1构成在 DCS以及PCS频带上具有谐振频率的串联谐振电路，并使DCS以及PCS频 带的信号接地。在作为高频侧滤波器的高通滤波器中，电容器CH4、 CH5 以低损耗使高频侧的DCS以及PCS频带的信号通过，但是对于低频侧的GSM 以及EGSM频带的信号成为高阻抗而阻止其通过。传送线路LH4以及电容 器CH6构成在GSM以及EGSM频带上具有谐振频率的串联谐振电路，并使 GSM以及EGSM频带的信号接地。
对发送端子Tx-LB和接收端子Rx-LB进行切换的第1幵关电路SWl， 以及对发送端子Tx-HB和接收端子Rx-HB进行切换的第2开关电路SW2都 以开关元件以及传送线路为主要元件。PIN 二极管适合作为开关元件，但 也可以使用SPDT (Single Pole Dual Throw)、 SP3T等的SPnT型的FET 开关，或如pHEMT、 MES-关可以比使用了PIN二极管的开关电路低耗电。因此，选择两者来发挥它 们的优势。
对GSM/EGSM的发送端子Tx-LB和GSM/EGSM的接收端子Rx-LB进行切 换的第1开关电路SW1以2个二极管Dgl、Dg2以及2个传送线路Lgl、Lg2 作为主要元件。二极管Dgl的阳极连接于分频电路Dip的低频侧滤波器， 二极管Dgl的阴极与由传送线路LL3以及电容器CL2、 CL3构成的L型的 低通滤波器LPF1连接。传送线路Lgl连接在传送线路LL3的Tx-LB侧端 部与地之间。传送线路Lgl也可以用具有在低频带中地电位(ground level)看上去为断开(高阻抗状态)程度的电感(优选为大约10 100nH) 的扼流线圈来代替使用。传送线路Lgl还具有调整低通滤波器的发送端侧 的阻抗的功能，优选比在n型低通滤波器的情况下所需的线路长度长。
优选低通滤波器LPF1具有以下特性，即，虽然使由GSM/EGSM 的功率放大器(未图示)输入的GSM/EGSM发送信号通过，但可 以充分衰减其中所包含的高次谐波失真。具有电感的传送线路 LL3和电容器CL3构成具有GSM/EGSM发送频率的2倍或3倍的谐 振频率的并联谐振电路。在本例中，为了充分衰减由功率放大器 输入的GSM/EGSM发送信号中所包含的高次谐波失真，将谐振频 率设定在大约3倍。
也可以将上述并联谐振电路以2段连接。这种情况下，可以 将发送端子侧的并联谐振电路的谐振频率设定为发送频率的3 倍，天线端子侧的并联谐振电路的谐振频率设定为发送频率的2 倍。如果不在2个并联谐振电路的两端设置接地电容，而在2个 并联谐振电路的连接部配置接地电容，则可以适当调整天线开关 模块和具有半导体元件及输出匹配电路的高频部件(高频放大器 模块)的阻抗的相位关系，因此，可以降低天线发射的无用的高 次谐波。另外，在2段的并联谐振电路的情况下，为了抑制接近 的2个螺旋状传送线路的相互干扰，优选使2个螺旋状传送线路 的缠绕方向相反。如果使2个螺旋状传送线路以相反方向缠绕， 则比起缠绕方向相同方向的情况，线路长度可以縮短大约10%， 因此，可以实现小型化并减少线路损耗。反向缠绕的布线不限于低通滤波器，也适用于其他传送线路，不过，如果特别为了达到 縮短线路长度的效果，用在入/4线路等较长的传送线路中会很有 效。
电容器Cg6、 Cg2、 Cgl具有DC截止以及相位调整功能。由 于具有DC截止功能，可以在包含二极管Dgl以及Dg2的电路中 施加控制用直流电压。在二极管Dgl的阳极与接收端子Rx-LB之 间加入传送线路Lg2，在传送线路Lg2与地之间连接二极管Dg2 和电容器Cgl。电容器Cgl具有以使用频带进行串联谐振的电容， 以消除二极管的寄生电感。在二极管Dg2的阳极与控制端子Vcl 之间，串联连接了用于控制二极管Dg2的偏置电流的电阻Rg。在 本例中，电阻Rg为100 200 Q ,但也可以根据电路结构进行适 当的变更。在控制端子Vcl与地之间连接的电容器Cvg阻止噪声 混入控制用电源。传送线路Lgl以及Lg2都为了发挥作为入/4 谐振器的功能，优选具有谐振频率在GSM/EGSM的发送信号的频 带内的线路长度。例如，如果将传送线路Lgl以及Lg2的谐振频 率设为GSM的发送频率的大约中间的频率(869.5MHz)，则可以 在所期望的频带内得到优良的插入损耗特性。
当控制电源Vcl为High时，二极管Dgl以及Dg2都为0N， 二极管Dg2和传送线路Lg2的连接点成为地电位，作为A /4谐振 器的传送线路Lg2的阻抗成为无限大。因此，当控制电源Vcl为 High时，在分频电路Dip 低频侧接收端子Rx-LB路径上，信号 不能通过；在分频电路Dip 低频侧发送端子Tx-LB路径上，信 号可以通过。另一方面，当控制电源Vcl为Low时，二极管Dgl 以及Dg2为0FF，在分频电路Dip 低频侧发送端子Tx-LB路径 上，信号不能通过；在分频电路Dip 低频侧接收端子Rx-LB路 径上，信号可以通过。由于具有以上结构，可以切换低频侧信号 的发送 接收。
对DCS以及PCS的接收端子Rx-HB和DCS以及PCS的发送端 子Tx-HB进行切换的第2开关电路SW2，以2个二极管Ddl以及 Dd2、 2个传送线路Ldl以及Ld2作为主要元件。二极管Ddl的阳极连接分频电路Dip的高频侧滤波器，二极管Ddl的阴极连接于 由传送线路LH5和电容器CH7、 CH8构成的L型的低通滤波器 LPF2。传送线路Ldl连接在传送线路LH5的Tx-HB侧端部与地之 间。传送线路Lgl也可以用具有在高频带中地电位看上去为断开(高阻抗 状态)程度的电感(优选为大约5 60nH)的扼流线圈来代替使用。传送 线路Ldl具有调整低通滤波器LPF2的发送端侧的阻抗的功能，优选比在 兀型低通滤波器的情况下所需的线路长度长。低通滤波器LPF2优选具有 以下特性，即，虽然使由DCS以及PCS的功率放大器(未图示)输入的 发送信号通过，但可以充分衰减其中所包含的高次谐波失真(2倍 以上)。与二极管Ddl并联连接的电感器Ls和电容器Cs的串联 电路，具有以下功能，g卩，通过在OFF时抵消二极管Ddl的电容 成分，确保发送端子Tx-HB与天线端子ANT之间，以及发送端子 Tx-HB与接收端子Rx-HB之间的隔离度。
传送线路Ldl以及Ld2由于发挥作为A /4谐振器的功能，优 选具有谐振频率落入DCS以及PCS的发送信号的频带内的线路长 度，特别优选具有频率在发送信号的中间的线路长度。例如，如 果将传送线辨Ldl以及Ld2的谐振频率设定为DCS频带和PCS频 带的发送频率的大约中间的频率(1810顧z)，则可以将两个发送 信号用1个电路进行处理。
电容器Cd2具有DC截止功能以及相位调整功能。通过DC截 止功能，可以在包含二极管Ddl以及Dd2的电路中施加控制用直 流电压。传送线路Ld2的一端与构成分频电路Dip的高频侧滤波 器的电容器CH5连接，在传送线路Ld2的另一端与地之间连接了 二极管Dd2和电容器Cdl。电容器Cdl的电容设定为由使用频带 进行串联谐振来消除二极管Dd2的寄生电感。控制端子Vc2通过 电阻Rd与二极管Dd2的阳极连接。为控制二极管Dd2的偏置电 流，电阻Rd在本例中设定为100 200 Q ，但可以根据电路结构 进行适当的变更。电容器Cvd阻止噪声混入控制用电源。电容器 Cd5用于DC截止。
当控制电源Vc2为High时，二极管Ddl以及Dd2都为0N，二极管Dd2与传送线路Ld2的连接点成为地电位，作为A /4谐振 器的传送线路Ld2的阻抗成为无限大。因此，当控制电源Vc2为 High时，在分频电路Dip 高频侧接收端子Rx-HB路径上，信号 不能通过；而在分频电路Dip 高频侧发送端子Tx-HB路径上， 信号可以通过。另一方面，当控制端子Vc2为Low时，二极管Ddl 以及Dd2为0FF，在分频电路Dip 高频侧发送端子Tx-HB路径 上，信号不能通过；而在分频电路Dip 高频侧接收端子Rx-HB 路径上，信号可以通过。
电感器Ll具有当由于静电、打雷等原因在天线端子ANT上 施加过电流时使过电流从地(ground)流走而防止破坏模块的功 能。电感器L2与电容器Cg2、以及电感器L5与电容器Cd2各自
作为高通型的连接相位调整电路而发挥功能，并抑制由高频放大 器HPA漏出的高次谐波。进行调整，以便天线开关的阻抗与基波 成为共轭匹配，无用的n倍波成为非共轭匹配。L3、 C2、 L4以及 Cl构成在250MHz附近具有谐振点的LC谐振电路以及LC高通电 路，使静电脉冲衰减，防止进入接收端子。C3是用于匹配调整的 电容器。
虽优选将除去发送信号中所包含的高次谐波失真的第1以及 第2低通滤波器LPF1、 LPF2设置在发送路径上，但并非必须。 在图9所示的例子中，第1低通滤波器LPF1被设置在第1开关 电路SW1中的第1 二极管Dl与传送线路Lgl之间，但也可以设 置在分频器Dip与第1开关电路SW1之间，还可以设置在传送线 路Lgl与低频侧发送端子Tx-LB之间。同样，第2低通滤波器 LPF2、不但可以设置在分频器Dip与第2开关电路SW2之间，也 可以设置在传送线路Ldl与高频侧发送端子Tx-HB之间。也就是 说，第1以及第2低通滤波器LPF1、 LPF2可以设置在发送信号 通过的分频器Dip 发送端子Tx之间的发送路径的任何一处。在 第2低通滤波器LPF2中，如果将接地的电容器与传送线路Ldl 并联配置构成并联谐振电路，则可以使传送线路Ldl的线路长度 比X/4短。另外，如果使用扼流线圈，则可以减小电感。
30也可以将高频侧划分成DCS频带(发送频率1710 1785腿z、 接收频率1805 1880MHz)和PCS频带(发送频率1850 1910MHz、接收频率1930 1990MHz)，并作为设置了独立的接
收端子的四频天线开关模块。另外，也可以将低频侧划分为 GSM850 (发送频率824 849MHz、接收频率歸 89備z)禾口 EGSM (发送频率880 915MHz、接收频率925 960MHz)，并作 为使所有的接收端子独立的四频天线开关模块。在这种情况下， 在发送系统内使用共通端子，在接收系统内连接对GSM850和 EGSM或DCS和PCS进行切换的开关。也可以使用成为GSM850或 EGSM的人/4谐振器的传送线路，以及成为DCS或PCS的入/4谐 振器的传送线路来代替开关来划分频率。
优选在形成电介质层的陶瓷生片中，使用可以在95(TC以下 的低温同时烧结的LTCC。例如，使用陶瓷组合物，其含有用 八1203换算10 60质量％的Al，用Si02换算25 60质量％的Si， 用SrO换算7.5 50质量％的Sr，用Ti02换算20质量％以下的Ti， 用Bi203换算0. 1 10质量％的Bi，用Na20换算0. 1 5质量％的 Na，用K20换算0. 1 5质量％的K，用CuO换算0. 01 5质量％的 Cu，以及用Mn02换算0.01 5质量％的Mn。为了容易地形成传送 线路或电容器，优选生片厚度为20 200 ym。导电材料优选银系 糊剂。在具有透孔的各生片上通过电极图案形成传送线路以及电 容器，并且形成贯通电极。将具有电极图案的生片层叠并压固之 后，在95(TC烧结得到层叠体(多层基板)。层叠体可以小型化到 长宽在6mm以下、高在0. 5mm以下，例如5. 8mmX5. 8 mmXO. 45mm。 在层叠体上面搭载二极管、晶体管、片式电感器、以及片式电容 器，并在其上覆盖金属盒制成完成品。完成品的高度大约为 1.25mm。也可以用树脂封装来代替金属盒，在这种情况下的高度 大约为1. 2mm。
因为高频放大器和开关电路通过输出匹配电路连接，所以若 进行集成化，则高频放大器用裸芯片、开关电路用裸芯片会接近多 层基板的表面而被搭载，与它们连接的线也变得接近。在此，如图11所示，如果高频放大器用裸芯片7的输出端子以及其导线
(wire)所连接的层叠体的电极10，比输入端子以及其导线所连 接的层叠体的电极9更靠近开关电路用裸芯片8，则由于功率放射 的原因而发生无用的信号从连接高频放大器用裸芯片7的输出端子 的导线跃迁到连接开关电路用裸芯片8的导线的现象，并引起开关电 路的不稳定工作以及噪声的混入。对此，如图10所示，如果高频放大器 用裸芯片7的输出端子以及其导线所连接的层叠体的电极10比输 入端子以及其导线所连接的层叠体的电极9更远离开关电路用裸 芯片8，则可以抑制无用信号的跃迁。而且，由于作为相当发热 的发热源的高频放大器用裸芯片7的最终段放大器距开关电路用 裸芯片8远，所以，可以防止由于开关电路的温度上升引起的特 性变化。
为了确认本发明的效果，对具有本发明的输出匹配电路的高 频部件、以及具有以往的输出匹配电路的高频部件的安装面积和 通过损耗进行了比较。关于低频侧的输出匹配电路，以往的高频 部件需要大约15mm的总传送线路长和大约16mm2的安装面积，通 过损耗为1.4dB。而本发明的高频部件的总传送线路长为大约 10mm，为以往的高频部件的大约65%,安装面积为大约4mm2，为 以往的大约25%，通过损耗为l.OdB，显著地降低。这些效果在 高频侧的输出匹配电路中也同样可以获得。由此可知，通过本发 明可以实现高频部件的小型化和高性能化。
在图7所示的高频部件中，所有的生片被区分为2个区域， 构成高频放大器HPA的电极图案配置在左侧区域，构成天线开关 模块ASM的电极图案配置在右侧区域。由此，可以在不引起特性 变差的情况下，实现高频部件的小型化。另外，通过将高频放大 器HPA和天线开关模块ASM在层叠体内一体化，不仅可以縮短连 接两者的线路，也不再需要在印刷布线基板上的布线，降低了线 路损失。并且，由于高频放大器HPA和天线开关模块ASM的一体 化，可以将设置在两者上的匹配电路集中在一起，并且阻抗匹配 变得容易。因此，可以实现高频部件的小型化、低损耗化、输出的效率化等效果。第2实施方式
图16表示根据第2实施方式的高频部件的电路。该高频部 件具有在输出匹配电路中检测高频功率的耦合器。在此，省略与 第1实施方式相同的结构以及功能的说明。
(A)输出匹配电路
在构成输出匹配电路的第1传送线路ASL的传送线路部 ASL1、 ASL2以及ASL3之间，连接了 一端接地的电容器Ca2、 Ca3 以及Ca4。该输出匹配电路具有检测高频功率的耦合器。作为第 l传送线路ASL的一部分的ASL1也可以作为耦合器的主线路来使 用，并与耦合器的副线路CSL1耦合。为了控制高频放大器HPA 的输出功率，副线路CSL1的第1端Pc的输出被送往检波器。副 线路CSL1的第2端Pt —般以50Q的电阻R作为终端，但是，为 了耦合度以及隔离度的调整，可以对电阻R的电阻值进行适当变 更。
在图16所示的例子中，耦合器构成输出匹配电路的一部分。 由于具有这种结构，没有必要另外设置耦合器，所以，可以实现 高频部件的小型化，另外，可以通过含有耦合器的输出匹配电路 获取与输出端子Po的匹配。例如，耦合器的主线路(传送线路 部ASL1)和耦合器的副线路CSL1耦合的部分的阻抗为在半导 体元件侧不到50Q (例如40Q)，在输出端子Po侧是50Q 。
耦合器的主线路(输出匹配电路的传送线路部ASL1)和副线 路CSL1形成在陶瓷层叠体那样的多层基板内。图17表示构成高 频部件的所有16层中的第6层到第8层。与图1所示例同样， 全部的层被区分为2个区域，构成高频放大器HPA的电极图案设 置在左侧区域，构成天线开关模块ASM的电极图案设置在右侧区 域。在图17中，省略了构成输出匹配电路以及耦合器的其他的 部分。
如图17所示，包含第1传送线路的输出匹配电路的电极图 案105 108和副线路CSL1的电极图案109以及110形成在电介
33质层上，主线路和副线路隔着电介质层相对置。电极图案105、
106是低频侧的输出匹配电路的第1传送线路的一部分。副线路 CSL1的电极图案109与兼为耦合器的主线路ASL1的电极图案105 对置设置。电极图案107、 108是高频侧的输出匹配电路的第1 传送线路的一部分。副线路的电极图案110与兼为耦合器的主线 路的电极图案107对置设置。由于主线路和副线路是隔着电介质 层设置的，所以，即使缩短两者的间隔也不会发生短路。
图18表示第1传送线路的电极图案与副线路的电极图案的 关系的一个例子。第1传送线路的电极图案101、 102、 103形成 在不同的电介质层IOO上，副线路的电极图案104形成在与电极 图案IOI、 102、 103不同的电介质层上。
图19表示第1传送线路的电极图案和副线路的电极图案的 关系的其他例子。在形成第1传送线路的电极图案101、 102、 103 的多个电介质层之中，在形成电极图案101的电介质层上形成了 副线路的电极图案104。 g卩，兼为主线路的传送线路部的电极图 案与副线路的电极图案在电介质层上相对置。在这种情况下，也 可以在两线路间加入绝缘性陶瓷。优选相对置的两线路的间隔为 恒定。
图20表示兼为主线路的第1传送线路的电极图案101与副 线路的电极图案104隔着电介质层相对置的例子。主线路和副线 路的耦合度由它们的间隔来决定，该间隔由电介质层的厚度来决 定。由于陶瓷电介质层可以高精度地控制厚度，因此作为优选。
在图20所示的例子中，副线路的电极图案104的宽度，比 兼为主线路的第1传送线路的电极图案101的宽度窄，并且当从 上方看时，电极图案104位于电极图案101的宽度的内侦ij(不会 从电极图案101露出)。由于具有此结构，即使电极图案101以 及104的位置稍微错开，两者的间隔也不会变化，也可以抑制伴 随于此的耦合状态的变化。
如图21所示，将耦合器的副线路的第2端Pt (与输出监视 器相反一侧)通过电阻Rt接地，作为终端。另外，也可以如图22 (a)所示，将与电阻Rt并联连接的电容器Ct的另一端接地， 作为终端。如果用并联连接了副线路的一端的电阻以及电容器作 为终端，则可以縮短主线路以及副线路的线路长度，有利于小型 化。另外，因为仅仅调整线路长度，就可以调整隔离度峰值以及 电容，所以调整很简便。另外，耦合量的倾斜变得平坦，可以实 现宽带化。另外，如图22 (b)所示，也可以将电容器Ct和传送 线路Lt的LC串联谐振电路与电阻Rt并联连接，并端部接地， 作为终端。通过该结构，可以更加縮短副线路。由于可以通过加 入传送线路Lt而縮小电容器Ct，所以有利于小型化，另外，使 隔离度峰值的调整以及宽带化的效果变得显著。如图21以及图 22所示的耦合器的副线路的终端结构与输出匹配电路和耦合器 是否一体化无关。
如果在多层基板内以电极图案形成电容器Ct，则有利于小型 化，另外，如果作为在多层基板上的搭载部件，则可以对每个产 品进行调整，并能降低不合格率。对于传送线路Lt也是一样。 (B)高频部件(复合层叠模块)
第2实施方式的高频部件具有获取了阻抗匹配的输出匹配电 路以及天线开关模块，并具备构成输出匹配电路的一部分的耦合 器。因为可以在输出匹配电路与天线开关模块之间获取匹配，所 以同在输出匹配电路与天线开关模块之间设置耦合器的情况相 比，更可以实现高频部件的小型化以及低损耗。另外，这些连接 的匹酉己可以将VSWR (Voltage Standing Wave Ratio)设为1.5 以下，优选1.2以下。因为耦合器以外的部分与图9所示的第1 实施方式相同，所以省略其说明。
与第1实施方式同样得到的层叠体的大小大约为5.8誦X 5.8腿X0.45mm，在层叠体的上面搭载二极管或晶体管、以及片 式电感、片式电容器。覆盖了金属盒的完成品的高大约为1.25mm， 树脂封装的完成品的高大约为1.2mm。
本实施方式的高频部件(输出匹配电路和耦合器在不到50 Q的阻抗下进行了匹配)的插入损耗，与将包含输出匹配电路的功率放大器以及耦合器分别安装在印刷基板上的情况(常规例)
相比，低频侧(GSM、 EGSM)以及高频侧(DCS、 PCS)都大约改 善了 0. 15 0.25dB。若该改善换算为功率放大器的效率，则大约 为2 3%。图23 (a)表示750MHz lGHz的低频侧的插入损耗的 改善。插入损耗的改善在高频侧也一样。
另外，将本发明的上述高频部件与将输出匹配电路以及耦合 器复合化的高频部件(两者获取50Q的匹配)进行了比较。插入 损耗在低频侧(GSM、 EGSM)和高频侧(DCS、 PCS)都显示出大 约0. 1 0. 15dB的很大的改善。图23 (b)表示在750MHz lGHz 的低频侧的插入损耗的改善。若该改善换算为功率放大器的效 率，则大约为1 2%。插入损耗的改善在高频侧也一样。对几乎 达到极限的功率放大器的效率能改善1%以上，可以说是效果显 著。
当以0. ldB的插入损耗以及-20dB的耦合度设计图21所示的 仅以电阻Rt作为终端的耦合器时，如图24所示，方向性为-8dB， 隔离度大约为-30dB。按照不改变插入损耗以及耦合度的设计， 在以电容器作为终端的例子[图22 (a)]中，如图25所示，方向 性以及隔离度都大幅地提高了 12dB以上。另外，在以电容器以 及传送线路作为终端的例子[图22 (b)]中，如图26所示，方向 性提高了16dB以上，隔离度也提高了 17dB以上。
关于尺寸，在以往的个别安装中，耦合器需要大约lmm3的体 积以及大约2 4mm2的安装面积。另外，即使在只是将耦合器和 输出匹配电路一体化的情况下，高频部件也非常大型化，即，每 —频带需要大约lmm3 (在2频带中大约为2mm3)。但是，在本实 施方式中，在电容终端的情况下，大约为0.4mm3，在电容和传送 线路的终端的情况下，大约0.5mm3以下的体积即可，因此可以不 改变高频部件的尺寸而进行复合化。此时，副线路长度在低频侧 大约为2mm，高频侧大约为lmm，都在3mm以下。第3实施方式
图27是根据本发明的第3实施方式的高频部件，表示具有
36以分支状连接第1传送线路的谐振电路的高频部件的一个例子。 省略了与第1以及第2实施方式相同的结构以及功能的说明。当 然，第3实施方式的结构，不限于图中所示的高频部件，也可以 广泛适用于具有高频放大器以及输出匹配电路的高频部件。 (A)输出匹配电路
相对于一端接地的多个电容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4以分支 状于传送线路ASL连接的图1所示的第1实施方式的输出匹配电 路，在第3实施方式中，谐振电路以分支状连接到第1传送线路 上。作为谐振电路，可以列举LC谐振电路、截线(stub)等。 作为LC谐振电路，可以列举出串联谐振电路，其包括例如以 分支状连接第1传送线路ASL的第2传送线路，和一端连接第2 传送线路而另一端接地的第1电容器；以及并联谐振电路，其包 括串联连接第1传送线路ASL的第3传送线路，和并联连接第3 传送线路的第2电容器。
在图27所示的例子中，多个接地的第1电容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4以分支状连接第1传送线路ASL，第2传送线路Lm2、 Lm3、 Lm4分别串联连接到第1电容器Cm2、 Cm3、 Cm4与第1传送 线路ASL之间。图27所示的输出匹配电路通过第2传送线路以 及第l电容器的组合，得到输出匹配所需的阻抗，并且发挥以下 功能。第2传送线路Lm2和第1电容器Cm2，第2传送线路Lm3 和第1电容器Cm3，以及第2传送线路Lm4和第1电容器Cm4的 各组合构成串联谐振电路。例如，如果调整串联谐振电路的至少 一个谐振频率，以使输出匹配电路的衰减极与高频功率(频率f) 的2f波、3f波等的n倍高次谐波(n为2以上的自然数)的至 少一个几乎一致，则可以显著地衰减n倍高次谐波。由以分支状 连接第l传送线路ASL的第1电容器以及第2传送线路构成的串 联谐振电路数可以根据应该衰减的频带数进行设定。
而且，通过第2传送线路以及第1电容器的常数值的变更， 以及串联谐振电路与第1传送线路ASL的连接点的调整等，可以 调整阻抗匹配。第2传送线路以及第1电容器的常数值可以在保持用l/[2n (LC) 1/2]表示的串联谐振电路的谐振频率恒定的情
况下进行变更。通过提高这样的设计自由度，可以在维持所期望 的阻抗匹配以及衰减特性的情况下，为降低通过损耗，而缩短第
1传送线路ASL。
图28表示第3实施方式的输出匹配电路的另一个例子。该 输出匹配电路具有 一端以分支状连接第1传送线路ASL，另一 端接地的3个电容器Cml、 Cm2、 Cm3;和分别串联连接到电容器 Cm2以及Cm3与第1传送线路ASL之间的第2传送线路Lm2以及 Lm3;串联连接第1传送线路ASL的第3传送线路Lm5;和并联连 接第3传送线路Lm5的第2电容器Cm5。第3传送线路Lm5和第 2电容器Cm5构成并联谐振电路，并可以通过使并联谐振电路的 谐振频率与无用的频带频率一致来衰减无用的频带。由于具有该
结构，即使在不存在地电位的情况下，也可以构成并联谐振电路， 并实现高次谐波的衰减。在图28的情况下，也可以根据应该衰 减的频带数等，设定由第1电容器和第2传送线路构成的串联谐 振电路数。例如，如果将串联谐振电路设定为2f带、将并联谐 振电路设定为3f带，则能以小型的立体安装结构，有效地衰减 即使是在高次谐波功率成分中也是比较大的功率的2倍高次谐波 以及3倍高次谐波。另外，在图28中，并联谐振电路虽然设置 在第2端2侧，但也可以在第1端1侧或串联谐振电路之间。
在第l传送线路ASL上连接了串联谐振电路的图27的结构、 以及在第1传送线路ASL上连接了串联谐振电路和并联谐振电路 的图28的结构中，为了同时实现插入损耗的降低以及无用频带 的衰减量的增大，优选2倍波谐振电路设置在半导体元件侧。另 外，优选从半导体元件侧，按照2f带、3f带、4f带这一顺序， 使应该衰减的高次谐波的频率变高。为了宽带化，在半导体元件 侧连接于第1传送线路ASL的元件也可以只是电容器。
图29表示第3实施方式的输出匹配电路的另外一个例子。 该输出匹配电路具有以下结构，即，在图28所示的输出匹配电 路的并联谐振电路中设置 一端与第3传送线路Lm5的输出端子侧端连接，另一端与第2电容器Cm5的输出端子侧端连接的第4 传送线路Lm6;和一端与第4传送线路Lm6的另一端连接，另一 端接地的第3电容器Cm6。传送线路Lm5、 Lm6以及电容器Cm5、 Cm6由于具有与有极型低通滤波器几乎一样的结构，所以，比图 28的并联谐振电路(Lm5、 Cm5)衰减量多，衰减频带更宽。另外， 在图29的结构中，可以简单地同时实现衰减极的调整和阻抗匹 配的调整。在图29中，虽然谐振电路(Lm5、 Lm6、 Cm5、 Cm6) 设置在第2端2侧，但也可以设置在第1端1侧或串联谐振电路 之间。为了同时实现插入损耗的降低以及无用频带的衰减量的增 大，可以从半导体元件侧按顺序连接例如具有3f带的衰减极的 串联谐振电路(Lm2、 Cm2)，具有2f带的衰减极的谐振电路(Lm5、 Lm6、 Cm5、 Cm6)，以及具有4f带的衰减级的串联谐振电路(Lra3、 Cm3)。
(B)高频部件(复合层叠模块)
根据本实施方式的高频部件除了具有由Lm2、 Cm2等构成 的串联谐振电路(图27);由Lm5、 Cm5构成的并联谐振电路(图 28);或由Lm5、 Lm6、 Cm5、 Cm6构成的谐振电路(图29)，还具 有与根据第l实施方式的高频部件基本相同的结构。另外，虽然 在图27 29中没有明确记载，但也可以将第1传送线路的一部 分作为主线路，在其上并联设置副线路来构成耦合器。构成高频 部件的电介质层以及导电体图案可以和第1以及第2实施方式相 同。而且，如果通过在多层基板内串联连接多个导电体图案来构 成第1传送线路，并将谐振电路与多个导电体图案的至少一个连 接，则可以进一步实现高性能的高频部件的小型化。
与第1以及第2实施方式同样得到的层叠体的大小大约为 5. 8mmX5. 8mmX0. 45mm，在层叠体的上面搭载二极管、晶体管、 片式电感以及片式电容器，并通过覆盖金属盒或由树脂封装制成 完成品。完成品的高在金属盒的情况下大约为1.25mm，树脂封装 的情况下大约为1. 2mm。
通过以下实施例进一步对本发明进行详细说明，但是本发明实施例1 3，参考例1
对图27 29所示的具备具有谐振电路的输出匹配电路的高 频部件(实施例1 3)，和具备不具有谐振电路的输出匹配电路
的高频部件(参考例1)进行了比较，比较内容为低频侧的高 频特性(插入损耗以及高次谐波的衰减量)、为了形成构成输出 匹配电路的传送线路所需的电极图案的合计长度、以及电容值的 合计(电极图案以及搭载部件的两者)。其结果如表l所示。 [表1]
例子No.谐振电路插入损耗 (dB)2倍波衰减 量(dB)3倍波衰减 量(dB)4倍波衰减 量(dB)
参考例1无2. 2 2. 48 1111~ 1516 19
实施例1图272. 0~2. 216 2024 2625 28
实施例2图282. 0 2. 218 2324 2629 33
实施例3图292. 0 2. 218 2324 2629 33
表1 (续)例子No.电极图案的合计长度* (mm)电容值的合计(pF)参考例12338实施例11830实施例21724实施例31624注*为了形成构成输出匹配电路的传送线路所需的电极图案的 合计长度。
由上可知，在插入损耗方面，具有谐振电路的实施例1 3
与没有设置谐振电路的参考例1相比为同等以上，在2倍波 4
倍波的衰减量方面，与参考例1相比有大幅度的改善，另外，在
40电极图案的合计长度以及电容值的合计方面，与参考例1相比都 降低，实现了高频部件的小型化。由此可知，今后通过使用具有 谐振电路的输出匹配电路，可以得到高频特性优良的小型的高频 部件。另外，虽然上述比较涉及低频侧的输出匹配电路，但对于 高频侧的输出匹配电路也一样。
从阻抗设计的观点来考虑，传送线路与接地电极之间的距离 很重要，在设计上，对传送线路的电极图案的制约要多于电容器 的电极图案。因此，比起电容器的电极图案，要优先设计传送线 路的电极图案。而且，因为输出匹配电路的第1传送线路的结构 对插入损耗具有很大影响，所以，实施例以及参考例的第1传送 线路的结构都相同，其中，作为重要设计值的第1传送线路的电
极图案与接地电极的距离都设为大约75um。如果增大第1传送
线路的电极图案与接地电极的距离，则可以縮短第1传送线路，
降低插入损耗。例如，如果加厚电介质层，设定上述距离为100 ^m以上，则高频特性进一步提高。 实施例4以及5、参考例1
将在图1以及图27的输出匹配电路中如图16所示设置了耦 合器的高频部件(实施例4以及5)与参考例1的高频部件进行 了比较的结果是实施例4以及5的输出匹配电路的插入损耗与 参考例1相比，低频侧(GSM、 EGSM)和高频侧(DCS、 PCS)都 只降低了大约0. 1 0.25dB。如果将其换算为作为功率放大器的 重要特性的效率，则相当于大约1 3%的改善。鉴于功率放大器 的效率几乎己经达到了极限，所以，可以说通过将输出匹配电路 的一部分与耦合器共同使用，得到1%以上的效率改善是本发明的 显著效果。
关于耦合器的特性，电容终端的输出匹配电路(实施例4) 与参考例1相比方向性为12dB以上、隔离度为12dB以上，有了 大幅度的提高。另外，以电容和传送线路作为终端的输出匹配电 路(实施例5)与参考例1相比方向性为16dB以上、隔离度为 17dB以上，有了进一步的提高。
41关于安装体积，电容终端的输出匹配电路(实施例4)和以 电容和传送线路为终端的输出匹配电路(实施例5)都约小于
0.4mm3和0.5mm3。另外，副线路长度是低频侧大约为2mm，高 频侧大约为lmm，都小于3mm。由此可知，将第1传送线路的一 部分作为耦合器的主线路的本发明的结构可以大幅地实现高频 部件的小型化。
权利要求
1. 一种高频部件，其在层叠多个电介质层而形成的多层基板上，构成具有高频放大器和接受从上述高频放大器输出的高频功率的输出匹配电路的高频电路，其特征为上述输出匹配电路具有将上述高频功率从上述高频放大器侧传递到输出端子侧的第1传送线路，上述第1传送线路的至少一部分是通过在层叠方向上串联连接经由多个电介质层形成的多个导电体图案而形成的。
2. 根据权利要求1记载的高频部件，其特征为上述多个导电体图案，是以将层叠方向作为中心轴的螺旋状的方式进 行连接的。
3. 根据权利要求1或2记载的高频部件，其特征为上述多个导电体图案由贯通电极连接，上述多个导电体图案之中，在 相邻的电介质层上形成的导电体图案彼此间，仅在由上述贯通电极所连接 的部分沿层叠方向对置。
4. 根据权利要求1 3的任意一项记载的高频部件，其特征为 上述第l传送线路之中由经由多个电介质层而形成的多个导电体图案构成的部分，具有上述高频放大器侧的第1端和上述输出端子侧的第2端， 上述第1端通过贯通电极与上述高频放大器连接，上述第2端位于比上述第1端更靠近上述高频放大器的层叠方向位置上。
5. 根据权利要求1 3的任意一项记载的高频部件，其特征为.-上述第l传送线路之中由经由多个电介质层而形成的多个导电体图案构成的部分，具有上述高频放大器侧的第1端和上述输出端子侧的第2端，上述第1端通过贯通电极与上述高频放大器连接，上述第2端位于比上述第1端更远离上述高频放大器的层叠方向位置上。
6. 根据权利要求4或5记载的高频部件，其特征为 接地电极设置在与上述第1传送线路的第2端相比，更靠近第1端的层叠方向位置上。
7. 根据权利要求6记载的高频部件，其特征为在至少一部分的相邻的电介质层中，在靠近上述接地电极的电介质层 上形成的导电体图案，与在远离上述接地电极的电介质层上所形成的导电 体图案相比，宽度更宽。
8. 根据上述权利要求4或5记载的高频部件，其特征为.-接地电极设置在与上述第1传送线路的第1端相比，更靠近第2端的层叠方向位置上。
9. 根据权利要求8记载的高频部件，其特征为在至少一部分的相邻的电介质层中，在靠近上述接地电极的电介质层 上形成的导电体图案，与在远离上述接地电极的电介质层上所形成的导电 体图案相比，宽度更宽。
10. 根据权利要求1 9的任意一项记载的高频部件，其特征为具备具有对发送系统和接收系统的连接进行切换的开关电路的天线 开关模块，并在上述输出匹配电路与上述天线开关模块之间取得了阻抗匹 配。
11. 一种高频部件，其在层叠多个电介质层而形成的多层基板上，构 成具有高频放大器和接受从上述高频放大器输出的高频功率的输出匹配电路的高频电路，其特征为 上述输出匹配电路，具有第1传送线路，其将上述高频功率从上述高频放大器侧传递到输出端 子侧；和耦合器，其由对上述高频功率进行检测的主线路和副线路构成， 上述主线路由上述第1传送线路的至少一部分构成， 上述主线路和副线路形成在上述多层基板内。
12. 根据权利要求11记载的高频部件，其特征为上述主线路的电极图案的至少一部分和上述副线路的电极图案的至 少一部分，对置配置在上述电介质层上。
13. 根据权利要求11记载的高频部件，其特征为上述主线路的电极图案的至少一部分和上述副线路的电极图案的至少一部分，隔着上述电介质层在层叠方向上对置配置。
14. 根据权利要求13记载的高频部件，其特征为上述副线路的电极图案的至少一部分的宽度比上述主线路的电极图 案的至少一部分的宽度窄，当从上面看时，上述副线路的电极图案的 至少一部分位十上述主线路的电极图案的至少一部分的宽度的
15. 根据权利要求11 14的任意一项记载的高频部件，其特征为 上述副线路的一端以电阻和与其并联连接的电容器为终端。
16. 根据权利要求15记载的高频部件，其特征为 传送线路串联连接上述电容器。
17. 根据权利要求11 16的任意一项记载的高频部件，其特征为 具备具有对发送系统和接收系统的连接进行切换的开关电路的天线开关模块，并在上述输出匹配电路与上述天线开关模块 之间取得了阻抗匹配。
18. —种高频部件，其在层叠多个电介质层而形成的多层基板 上，构成具有高频放大器和接受由上述高频放大器输出的高频功 率的输出匹配电路的高频电路，其特征为上述输出匹配电路，具有第l传送线路，其将上述高频功率从上述高频放大器侧传递到输出端子侧；和至少一个谐振电路，其以分支状连接上述第1传送线路， 上述第1传送线路的至少一部分是通过在上述多层基板内的电介质层上形成的导电体图案而形成的。
19. 根据权利要求18记载的高频部件，其特征为上述谐振电路是由第1电容器和第2传送线路所构成的串联谐振电路。
20. 根据权利要求18或19记载的高频部件，其特征为具有并联谐振电路，所述并联谐振电路由串联连接了上述第1传送线路的第3传送线路和并联连接了上述第3传送线路的第2电容 器所构成。
21. 根据权利要求20记载的高频部件，其特征为还具有第4传送线路以及第3电容器，上述第4传送线路的一端与上述第3传送线路的输出端子侧 一端连接，上述第4传送线路的另外一端与上述第2电容器的输 出端子侧一端连接，上述第3电容器的一端与上述第4传送线路 的另一端连接，上述第3电容器的另一端接地。
22. 根据权利要求18 21的任意一项记载的高频部件，其特征为 对上述谐振电路的谐振频率进行了调整，以便与上述高频功率的n倍高次谐波的至少一个频率几乎一致，其中，n为2以上 的自然数。
23. 根据权利要求18 22的任意一项记载的高频部件，其特征为 具备具有对发送系统和接收系统的连接进行切换的开关电路的天线开关模块，并在上述输出匹配电路与上述天线开关模块 之间取得了阻抗匹配。
24. —种高频电路，其具有高频放大器和接收从上述高频放大器 输出的高频功率的输出匹配电路，其特征为上述输出匹配电路具有将上述高频功率从上述高频放大器 侧传递到输出端子侧的第1传送线路，上述第1传送线路的至少 一部分的特性阻抗从上述高频放大器侧到上述输出端子侧进行 变化。
全文摘要
一种高频部件，其在层叠多个电介质层所形成的多层基板上，构成具有高频放大器和接收由上述高频放大器输出的高频功率的输出匹配电路的高频电路，上述输出匹配电路，具有将上述高频功率从上述高频放大器侧传递到输出端子侧的第1传送线路，上述第1传送线路的至少一部分，是通过在层叠方向上串联连接经由多个电介质层形成的多个导电体图案而形成的。
文档编号H01P5/18GK101502011SQ20078002924
公开日2009年8月5日 申请日期2007年8月9日 优先权日2006年8月9日
发明者内田昌幸, 林健儿 申请人:日立金属株式会社