高增益双频双圆极化共口径平面阵列天线的制作方法

本发明属于卫星天线技术领域，特别是一种极化隔离度好、频率隔离度高的高增益双频双圆极化共口径平面阵列天线。

背景技术：

双频双圆极化天线可以实现天线的多频共口径，以满足便携式卫星通信系统上行和下行工作于不同频率，而在同一个平面实现天线共口径，从而利于系统的小型化和集成化。

为降低发射机功率，需要提高天线增益。现有技术提高天线增益的途径主要有：

1、对反射面天线、空馈天线，采用增大天线口径方式。反射面天线体积较大，比较笨重，不便于安装。谐振的空馈天线有很高的效率，但带宽受到限制。非谐振的空馈天线在适中口径时效率较高，在大口径时因为锥削效率下降而对高增益有限制。

2、采用组阵的方式。通过控制单元的幅度相位，实现高锥削效率从而实现高增益。

然而，现有组阵方式的双频双圆极化天线在两个工作频率较近时，极化隔离度和频率隔离度低。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种高增益双频双圆极化共口径平面阵列天线，极化隔离度好、频率隔离度高。

实现本发明目的的技术解决方案为：

一种高增益双频双圆极化共口径平面阵列天线，包括辐射阵列、第一频率功分器和第二频率功分器，所述第一频率功分器和第二频率功分器分别连接在辐射阵列的左、右两端。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：

1、本天线采用缝隙单独对每个辐射单元馈电，继承了波导高增益的特点；

2、该双频双圆极化天线的圆极化旋向非常容易调整，只需对调十字缝隙的长度即可；

3、天线选用f₁和f₂分别为8.2GHz和8.6GHz，仿真结果的隔离度均达到-35dB以下，因此本天线对于频率挨得较近的两个频点的双圆极化应用有独特的优势，且两个端口拥有良好的隔离；

4、功分器和辐射阵列均可向上下两端扩展，本方案方便组成大型阵列；

5、本天线在3.175mm厚度的微波介质板上实现，克服了波导体积大，笨重，难于集成的缺点，具有了成本低，低剖面，体积较小的优点。

结构简单、低剖面，带宽良好，方便扩展成大型阵列，对于频率挨得较近的两个频点的双圆极化应用有独特的优势，且两个端口拥有良好的隔离。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。

附图说明

图1为本发明高增益双频双圆极化共口径平面阵列天线的结构示意图。

图2是图1中辐射阵列的结构示意图。

图3是图2中右馈电腔的局部放大图。

图4是图2中第二频率腔体的结构详图。

图5是图2中第二频率腔体的局部放大图。

图6是第一功分器的结构详图。

图7是第二功分器的结构详图。

图8为本发明的仿真S₁₁参数图。

图9为本发明的仿真方向图，其中，图9a为工作频率为8.2GHz的仿真方向图，图9b为工作频率为8.6GHz的仿真方向图；

图10为本发明的仿真轴比曲线。

图中，

辐射阵列1，第一频率功分器2，第二频率功分器3，金属通孔26、36、41、42，

上金属接地板11，中金属接地板12，下金属接地板13，上介质基板14，下介质基板15，

中金属接地板22、下金属接地板23，下介质基板25，环形缝隙27，接口28，

中金属接地板32、下金属接地板33，下介质基板35，环形缝隙37，接口38，

右馈电腔51、52、53、54，横向缝55、56，

左馈电腔61、62、63、64，横向缝65、66，

第一频率腔体71、72、73、74，第一频率腔体单元711，正交十字缝隙712，

第二频率腔体81、82、83、84，第二频率腔体单元811，正交十字缝隙812，

中心通孔90，接口通孔91、92、93、94。

具体实施方式

如图1所示，本发明高增益双频双圆极化共口径平面阵列天线，包括辐射阵列1、第一频率功分器2和第二频率功分器3，所述第一频率功分器2和第二频率功分器3分别连接在辐射阵列1的左、右两端。

如图2所示，

所述辐射阵列1包括上金属接地板11、中金属接地板12、下金属接地板13，所述上金属接地板11与中金属接地板12之间层压上介质基板14，中金属接地板12与下金属接地板13之间层压下介质基板15；

所述中金属接地板12与下金属接地板13由穿过下介质基板15的多个金属通孔41相连；

所述多个金属通孔41排列成4个开口向右的U形右馈电腔51、52、53、54和4个开口向左的U形左馈电腔61、62、63、64，所述右馈电腔51、52、53、54与左馈电腔61、62、63、64交错排列；

每个右馈电腔51、52、53、54由等间距横向排列的金属通孔41构成两个平行的准电壁和等间距纵向排列的金属通孔41构成的短路壁连接而成，短路壁的上下两端分别与两个平行的准电壁的左端相连，在中金属接地板12上与所述两个平行的准电壁的中心线的两侧交错刻蚀有多条等长的横向缝55、56，

每个左馈电腔61、62、63、64由等间距横向排列的金属通孔41构成两个平行的准电壁和等间距纵向排列的金属通孔41构成的短路壁连接而成，短路壁的上下两端分别与两个平行的准电壁的右端相连，在中金属接地板12上与所述两个平行的准电壁的中心线的两侧交错刻蚀有多条等长的横向缝65、66，

每个右馈电腔51、52、53、54的开口与第二频率功分器3的一个输出端口对应，每个左馈电腔61、62、63、64的开口与第一频率功分器2的一个输出端口对应。

如图3所示，

所述右馈电腔51、52、53、54的横向缝55、56偏离两个准电壁的中心线的距离为λ₂/2，其中最左边一条横向缝55的左端距短路壁的距离为λ₂/4。

所述左馈电腔61、62、63、64的横向缝65、66偏离两个准电壁的中心线的距离为λ₁/2，其中最右边一条横向缝65的右端距短路壁的距离为λ₁/4。

如图4所示，

所述上金属接地板11与中金属接地板12由穿过上介质基板14的多个金属通孔42相连，所述相连上金属接地板11与中金属接地板12的多个金属通孔42包括4行第一频率腔体71、72、73、74和4行第二频率腔体81、82、83、84，每行第一频率腔体71位于一个左馈电腔51的正上方，每行第二频率腔体81位于一个右馈电腔61的正上方；

每行第一频率腔体71由8个第一频率腔体单元711等距横向排列而成，每个第一频率腔体单元711由多个金属通孔42排成正方形，在上金属接地板11上与每个第一频率腔体单元711的对角线对应的位置蚀刻正交十字缝隙712；

每行第二频率腔体81由8个第二频率腔体单元811等距横向排列而成，每个第二频率腔体单元811由多个金属通孔42排成正方形，在上金属接地板11上与每个第二频率腔体单元811的对角线对应的位置蚀刻正交十字缝隙812。

如图5所示，

所述相邻两个第一频率腔体单元711的中心距为λ₁/2，相邻两个第二频率腔体单元811的中心距为λ₂/2，其中λ₁、λ₂别为对应于第一、第二工作频率f₁、f₂的波导波长。

连接中金属接地板12与下金属接地板13的金属通孔41或连接上金属接地板11与中金属接地板12的金属通孔42均满足：

d<0.05λ，s<2d,d<0.4a，

其中，d为金属通孔直径，s为相邻金属通孔的中心离，a为两个平行的准电壁之间的距离，λ为min(λ₁,λ₂)，λ₁,λ₂分别为工作频率f₁,f₂的波导波长。

如图6所示，

所述第一频率功分器2包括中金属接地板22、下金属接地板23，所述中金属接地板22与下金属接地板23之间层压下介质基板25；

所述中金属接地板22与下金属接地板23由穿过下介质基板25的多个金属通孔26相连；

所述多个金属通孔26以第一频率功分器2与辐射阵列1相连的边为底边排列呈“凸”字形，在中金属接地板22上与所述“凸”字形上部对应的区域蚀刻有环形缝隙27，在所述“凸”字形底边均布4个接口28，所述接口28位置与左馈电腔61、62、63、64对应，宽度与左馈电腔61、62、63、64相等，接口28所在位置没有金属通孔26。

中心通孔101位于中心线上，第一频率功分器2以中心线o左右对称。调节中心通孔101半径和位置进行阻抗匹配，使最大能量输出至“凸”字形底边均布的4个接口28即输出端口，标记为E、F、G、H，调节各个输出端口前的接口通孔102、103、104、105之间的间距，使得四个输出端口E、F、G、H输出相等的能量。相邻输出端口E和F或F和G或G和H的间距为d，端口A或B或C或D的宽度a2。

如图7所示，

所述第二频率功分器3包括中金属接地板32、下金属接地板33，所述中金属接地板32与下金属接地板33之间层压下介质基板35；

所述中金属接地板32与下金属接地板33由穿过下介质基板35的多个金属通孔36相连；

所述多个金属通孔36以第二频率功分器3与辐射阵列1相连的边为底边排列呈“凸”字形，在中金属接地板32上与所述“凸”字形上部对应的区域蚀刻有环形缝隙37，在所述“凸”字形底边均布4个接口38，所述接口38位置与右馈电腔51、52、53、54对应，宽度与左馈电腔51、52、53、54相等，接口38所在位置没有金属通孔36。

在所述“凸”字形中线下部还设有中心通孔90，在与该中心通孔90距“凸”字形底边距离相等且与各接口38对应的位置设有接口通孔91、92、93、94，中心通孔90和接口通孔91、92、93、94均为连接中金属接地板32与下金属接地板33的金属通孔。

中心通孔90位于中心线上，第二频率功分器3以中心线P左右对称。调节中心通孔90半径和位置进行阻抗匹配，使最大能量输出至“凸”字形底边均布的4个接口38即输出端口，标记为A、B、C、D，调节各个输出端口前的接口通孔91、92、93、94之间的间距，使得四个输出端口A、B、C、D输出相等的能量。相邻输出端口A和B或B和C或C和D的间距为d，端口A或B或C或D的宽度a1。

本发明的工作过程为：

选定两个工作频率f₁和f₂分别为8.6GHz和8.2GHz。当天线工作在8.6GHz时，8.6GHz的信号通过功分器2分为四份相等的能量输出至28接口，接着传至4个第一频率电腔61、62、63、64，然后通过耦合缝隙65、66将电磁波耦合到上面的每个第一频率腔体单元711中，腔体711的作用是扭转电磁波从一种极化模式到另一种极化模式，通过控制十字缝隙712的长度，可以使两种正交的电场模式满足圆极化条件，即幅度相等，相位相差90°，由此辐射出圆极化波，由于其电场矢量旋转方向与传播方向成左手螺旋定则，所以辐射左旋圆极化波；当天线工作在8.2GHz时，信号通过功分器3分为四份相等的能量输出至38接口，接着传至4个第一频率电腔51、52、53、54，然后通过耦合缝隙55、56将电磁波耦合到上面的每个第一频率腔体单元811中，腔体811扭转电磁波从一种极化模式到另一种极化模式，通过控制十字缝隙812的长度，可以使两种正交的电场模式满足圆极化条件，即幅度相等，相位相差90°，由此辐射出圆极化波，由于其电场矢量旋转方向与传播方向成右手螺旋定则，所以辐射右旋圆极化波。

图8为本发明的仿真S₁₁参数图。

从图中看出，天线带宽覆盖了频率范围8.1GHz～8.29GHz和8.39GHz～8.71GHz。

图9为本发明的仿真方向图，其中，图9a为工作频率为8.6GHz的仿真方向图，图9b为工作频率为8.2GHz的仿真方向图。

图中，实线为主极化，虚线为交叉极化。在8.6GHz处天线主极化为左旋圆极化，在8.2GHz处天线主极化为右旋圆极化。图中看出仿真的天线增益在8.6GHz和8.2GHz分别为21.53dB和21.6dB，交叉极化分别为20.8dB和24.3dB。

图10为本发明的仿真轴比曲线。

图中看出天线的仿真轴比带宽范围覆盖了8.09GHz～8.25GHz以及8.49GHz～8.7GHz。

本发明通过采用SIW馈电，在SIW上表面每个缝隙上端加载开有十字缝隙的腔体实现圆极化辐射，从而实现了一种具有高增益，低剖面，加工成本低，易于集成的平面阵列天线，非常适用于卫星通信领域。