电感式功率接收器的制作方法

本发明总体而言涉及一种转换器,具体地(虽然不是唯一地)涉及一种用于电感式功率接收器的转换器。

背景技术：

电气转换器存在于很多不同类型的电气系统中。一般而言,转换器将第一类型的供给转换成第二类型的输出。这种转换可以包括dc-dc、ac-ac和dc-ac电气转换。在一些配置中，转换器可以具有任意数量的dc和ac部分，例如，dc-dc转换器可以包含变压器形式的ac-ac转换器。

使用转换器的一个示例存在于电感式功率传输(ipt)系统中。ipt系统是已建立技术(例如，电动牙刷的无线充电)和正开发技术(例如，在充电垫上对手持设备无线充电)的熟知领域。

ipt系统通常包括电感式功率发射器和电感式功率接收器。电感式功率接收器包括发射线圈，该发射线圈由合适的发射电路来驱动以产生交变磁场。交变磁场将在电感式功率接收器的接收线圈中诱生电流。然后，接收的功率可以用来对电池充电或者给与电感式功率接收器相关联的设备或其他某个负载供能。此外，发射线圈和/或接收线圈可以连接到谐振电容器以创建谐振电路。谐振电路可以在对应谐振频率下增加功率吞吐量和效率。

然而，现有的电感式功率接收器可能仍然遭受大的组件数量和/或大的组件覆盖区(footprints)。因此，本发明可以提供改进的电感式功率接收器，或者可以给公众提供有用的选择。

技术实现要素：

根据一个示例性实施例，提供了一种电感式功率接收器，包括：

功率拾取级；以及

功率整流及调节级，由单个电流控制元件组成，该单个电流控制元件被配置成在第一半周期内对来自功率拾取级的电压进行整流，以及在第二半周期内对来自功率拾取级的电压进行调节。

一般认为在各种司法管辖下，术语“包括”和“包含”可以认为是排它性或者包含性的意思。对于本说明书的目的，除非另外说明，否则这些术语意在具有包含性的意思，即，他们被用来表示包含使用直接引用的所列出组件，也可能包含其他未指定的组件或元件。

在此说明书中对任何文件的引用都不构成承认那些文件是现有技术或者形成公知常识的一部分。

附图说明

被合并入说明书并构成说明书的一部分的附图图示了本发明的实施例，并与上面给出的对本发明的一般性描述以及下面给出的对实施例的详细描述一起用来解释本发明的原理，在附图中：

图1是电感式功率传输系统的框图。

图2是示例性接收器的框图。

图3是示例性电感式功率接收器的简化电路图。

图4是示例性电感式功率接收器的电路图；以及

图5是来自示例性电感式功率接收器的时序图的示图。

具体实施方式

在图1中一般性地示出了电感式功率传输(ipt)系统1。ipt系统包括电感式功率发射器2和电感式功率接收器3。电感式功率发射器2连接到合适的电源4(诸如市电电源或电池)。电感式功率发射器2可以包括发射器电路，该发射器电路具有转换器5(例如，ac-dc转换器(取决于所使用的电源的类型))和逆变器6(例如连接到转换器5(如果存在))中的一种或更多种。逆变器6给发射线圈7供应ac信号，使得发射线圈7产生交变磁场。在一些配置中，发射线圈7可以与逆变器6分离。发射线圈7可以并联地或串联地连接到电容器(未示出)以创建谐振电路。

控制器8被提供用来控制电感式功率发射器2的操作，且可以直接地或间接地连接到发射器2的若干部件或全部部件。控制器8从电感式功率发射器2的各种操作组件接收输入，并产生控制该操作的输出。控制器8可以被实施成单个单元或分立单元，所述单个单元或分立单元被配置用来根据其能力控制电感式功率发射器2的各个方面，包括例如：功率流、调谐、选择性地给发射线圈7供能、电感式功率接收器检测和/或通信。

电感式功率接收器3包括连接到功率调节电路10的功率拾取级9，功率调节电路10又将功率供应给负载11。该负载可以为电子设备或机器的电气操作部件，或者可以为一个或更多个功率储存元件。功率拾取级9包括电感式功率接收线圈。当电感式功率发射器2与电感式功率接收器3的线圈适当地耦合时，由发射线圈7产生的交变磁场在接收线圈中诱生交变电流。接收线圈可以并联地、串联地或以其他组合(诸如电感器-电容器-电感器)来连接到电容器和额外的电感器(未示出)以创建谐振电路。在一些电感式功率接收器中，接收器可以包括控制器12，该控制器12可以控制接收线圈的调谐、功率调节电路10的操作、负载11的特性和/或通信。

术语“线圈”可以包括在其中电流产生磁场的导电结构。例如，电感“线圈”可以为三维形状或二维平面形状的导电线、使用印刷电路板(pcb)技术来制备成三维形状的多元pcb“层”的导电材料以及其他类似线圈的形状。根据应用可以使用其他配置。术语“线圈”的以单数或复数形式的使用并非意味着在这个意义上是限制性的。

由发射线圈7在功率拾取级9中诱生的电流将通常为发射线圈7的操作频率处的高频ac，这可以为例如20khz，上至数百兆赫或更高。功率调节电路10被配置用来将诱生的电流转换成适合于给负载11供电或充电的形式，且可以执行例如功率整流、功率调节或者二者的组合。

图2示出了根据一个示例性实施例的电感式功率接收器的框图。示例性电感式功率接收器201具有示例性功率调节电路202，该功率调节电路202在功率拾取级203所产生的每个ac周期的时段的不同部分处执行功率整流和功率调节的组合功能。如所示，功率调节电路202具有dc输出电容器204和电流控制元件(图示为开关器件(mosfet)205和相关联的(体)二极管206)，该电流控制元件被操作使得功率拾取级203接收的信号通过使用电流控制元件而被整流/调节，并经由dc输出电容器204而被输出给负载207。

在第一部分周期(其可以称作“整流部分周期，且其持续时间可以大约为一半周期”)期间，由功率拾取级203产生的电压大于vout，vout是出现在dc输出电容器204两端的电压。这意味着出现在mosfet205和其体二极管206两端的电压vs为负。这样，电流流经mosfet205与体二极管206的并联组合以及流向功率拾取级203。为了完成电路，电流也从功率拾取级203流向并联连接的负载207和dc输出电容器204。

在第二部分周期(其可以称作“调节部分周期”，且其持续时间可以大约为一半周期)期间，由功率拾取级203产生的电压小于存在于dc输出电容器204上的电压vout。因此，出现在mosfet205和其体二极管206两端的电压vs为正。如果通过控制器208、使用mosfet栅极209来将mosfet205配置成在此调节部分周期的至少一部分内接通，则电流将流经mosfet205。为了完成电路，电流然后也将从dc输出电容器204流向功率拾取级203。通过在第二部分周期期间控制mosfet205，允许从dc输出电容器204回流至功率拾取级203的功率的量可以被调节。

基于对先前段落中给出的整流部分周期和调节部分周期的描述，明显的是从功率拾取级203到dc负载207的电流的净流动可以被控制。因此，对于各种负载条件以及对于一系列由功率拾取级203中的拾取线圈(未示出)接收的电压，dc输出电压都可以被调节。以此方式，半波整流以及输出电压调节可以通过示例性功率调节电路202来实现。以此方式来组合调节和整流减小了接收器中的组件数量(这允许更小的覆盖区)，降低了目标器件的总成本、提升了效率和/或因组件上的功率损失的降低而降低了产热。

通过使用不同的电流控制元件，图2的示例性功率调节电路的各种替代形式是可能的。一般地，电流控制元件应当能够选择性地阻挡或不阻挡dc输出电容器204与功率拾取级203之间的电流流动。

例如，图2的示例性电感式功率接收器201的可以产生性能提升的一个简单变型是给mosfet205的体二极管206并联地补充单独的外部二极管以降低二极管损失。

在图2的示例性功率调节电路202中可以使用若干替代的开关型电流控制元件。在一些情况下，改变成不同的开关类型可能需要对所示的电路拓扑进行修改，例如，为了以简单的方式来驱动该开关。可能的开关器件类型包括但不限于：场效应晶体管(fet)、双极结型晶体管(bjt)和绝缘栅双极晶体管(igbt)。根据开关驱动要求和在电路内的位置，可以使用p型或n型器件，或者二者的组合。

与示例性功率调节电路202及其变形一起使用的图2中的功率拾取级203的电路拓扑被选择用来为穿过其端子的dc提供低阻抗路径。因为在示例性功率调节电路202中使用了半波整流器，所以任何穿过负载207和dc输出电容器204的dc电流也必须穿过功率拾取级203。由于dc输出电容器204在dc频率处呈现出开路，因此在稳态下，经过负载207的dc电流必须与经过功率拾取级203的dc电流相同，且对于大多数有用的情形而言此值不能为零，因为这将导致负载207处的零dc输出电流。

图3示出了示例性电感式功率接收器301的简化电路图。示例性电感式功率接收器301具有并联连接的l-c功率拾取级302，该l-c功率拾取级302具有并联连接到调谐电容器304的拾取线圈303。调谐电容器304的电容值使得其被调谐成在耦合发射器的操作频率处或附近与拾取线圈303谐振。可选地，调谐电容器304可以被选择成使得其大于或小于谐振调谐值，以便增加功率拾取级的功率聚集能力，以使得并联连接的l-c功率拾取级302对组件值或操作频率变化更稳健(robust)，或者使得解调谐更容易、减小系统尺寸和成本等。除图3中所示的并联连接的l-c功率拾取级302之外，这种基本原理还可以应用到调谐其他类型的功率拾取级时所使用的组件值。

示例性电感式功率接收器301还具有示例性功率调节电路305，该示例性功率调节电路305具有被图示为开关306和相关联的二极管307的电流控制元件，该示例性功率调节电路305以与前面描述的示例性功率调节电路类似的方式发挥作用。通常在具有并联调谐功率拾取级的电感式功率传输系统中，除拾取电感器之外，还将使用第二电感器以维持从并联调谐储能回路(tank)流出的更恒定的电流，或者在某种程度上避免使得并联调谐储能回路面临非线性负载。这种额外的电感器通常是期望的，因为在没有他的情况下，诸如桥式整流器的非线性负载元件可能禁止并联调谐功率拾取级的谐振。通过降低这种非线性，额外的电感能够帮助增加lc储能回路的谐振的品质因子，因而能够帮助增加系统的功率输出和效率。

然而，在图3中所示的电路的情况下，较大值的dc电感器与并联连接的l-c功率拾取级302串联是不一定有用的，因为在一些情况下，在操作时段的较大部分或全部内，强迫dc电流流经示例性功率调节电路305从而流经开关306将使得调节部分周期更短或者不存在，从而降低电路调节输出电压的能力。此外，该额外的dc电感器将常常是ipt接收器系统的大且贵的部分。出于这些原因，对于特定类型的功率调节电路(诸如图3的示例性功率调节电路305)，避免使用dc电感器可能特别有利。

再次参见图2，在示例性功率调节电路202中，一系列的控制方法是可用于mosfet205的。所使用的开关控制方法可以取决于各种因素，包括负载条件、功率拾取级的磁耦合强度、开关类型和布局以及所使用的功率拾取级的类型。对于任何一种配置，可能存在多于一种可能的开关控制方法，且在操作期间所选的方法可以改变。

将使用图3的示例性电感式功率接收器301来图示第一开关控制方法。图3的开关306以关断状态开始整流部分周期。此时，vs为负且电流流经二极管307。在整流部分周期的某个点处，开关306被控制器接通。因为vs仍然为负，所以电流将继续流经二极管307和/或流经开关自身，这取决于开关306和二极管307的相对导通电阻。在此时间期间，并联连接的l-c功率拾取级302(包括拾取线圈303和并联调谐电容器304)两端的电压将减小，最终达到vs变为正的点。极性的这种改变表示整流部分周期的结束和调节部分周期的开始，且是图5中的时段t1的开始。因为开关306从整流部分周期起已经接通，所以电流能够从dc输出电容器308回流至并联连接的l-c功率拾取级302，释放dc输出电容器308中所储存的电荷的一部分以返回至并联连接的l-c功率拾取级302。在等待图5中的一段时间t1(其应当小于或等于调节部分周期的长度)之后，在时段t1的结束处，开关306被控制器关断。在此点处，图5的时段t2开始。并联连接的l-c功率拾取级302两端的电压将继续上升，而开关306两端的电压vs将上升然后再次下降而变成负的，标志调节部分周期和t2的结束以及新的整流部分周期和t3的开始。然后，电流将开始流经二极管307。

在整流部分周期期间的任何点处，开关可以被再次接通，从而允许电流流经开关而非仅流过二极管307，且将系统复位至其初始描述的状态，为下一调节周期的开始做好准备。通过使等待时段t1更短，输出电压vout将增加，因为允许更少的电流从dc输出电容器308回流至并联连接的l-c功率拾取级302。相反地，通过使t1更长，输出电压vout将减小。可以应用比例积分(pi)或类似的控制器来保证达到期望的输出电压设置点。这种开关控制方法具有零电压接通和准零电压关断的优点，这有助于使开关损失最小。

将使用图2的示例性电感式功率接收器201来图示第二开关控制方法。开关206以关断状态开始整流部分周期。然而，与先前方法不同的是，在此方法中，在调节时段开始之前，控制器208将开关205的状态设置为关断或接通，并在调节时段内始终维持此状态。然后控制器208决定在接下来的调节时段内开关205的状态，并根据需要改变开关205的状态。可以使用滞后控制器、pi控制器或其他控制器类型来决定每个周期的开关205的状态，以便达到期望的输出电压vout。相比于第一种方法，这种开关方法具有这样的优点：其不需要这么快或精确的相位参考，不需要这么快或者精确的开关，可以降低开关频率和伴随损失(attendantloss)，以及有助于降低高频发射。然而，其他条件相同的情况下，输出电压纹波(ripple)可能更大。

在第三开关控制方法中，图2的mosfet205连续地接通和关断，而不与来自功率拾取级203的ac电流维持固定的相位关系。mosfet205可以在调节时段期间多次改变状态(优选地以特定的占空比和固定的频率)，开关频率一般不同于无线功率发射线圈7的操作频率。通过改变mosfet205的占空比，可以实现对输出电压vout的控制，且不需要相位参考信号。可能需要与mosfet205串联小量的dc电感以及与mosfet205并联制动装置(snubbingmeans)以限制mosfet205所面临的峰值电流和峰值电压。使用这种开关控制方法可能丢失软开关优点。

在第四开关控制方法中，图2的控制器208以mosfet205处于关断状态来开始调节周期，以及在调节部分周期期间转变到接通状态。mosfet205停留在接通状态直到调节周期(在其期间mosfet205可能再次被关断)。当功率拾取级203对mosfet205表现为电感负载时(诸如当使用了未调谐功率拾取线圈或l-c-l调谐拾取线圈时)这种方法尤其有用。这种开关方法允许mosfet205避免中断与mosfet205串联流动的电感器电流，因而这种方式避免使mosfet205面临由中断此电感器电流所引起的额外开关损失和电压尖峰(spike)。

可以应用于所描述的任意一种开关控制方法的进一步变形包含在整流部分周期期间的同步整流。通过感测整流部分周期何时开始，mosfet205可以被接通，使得电流能够流经mosfet205本身而不是流经体二极管206，从而允许mosfet205两端的较低压降和较低的损失。当控制器208基于等待流逝的时段、相位感测信号或通过其他手段而确定整流部分周期接近结束时，mosfet205然后可以被设置为将要到来的调节时段的开始所需的状态。这样，可以使mosfet205和体二极管206上的总功率损失最小。

在使用了不同的功率拾取级或功率调节电路的情况下，对本文中描述的开关方法的改编可能是有益或者需要的。本领域技术人员明白可以如何使给定的开关方法适合于与这些不同的硬件变体一起工作。

在一些开关控制实施例中，有必要测试系统的一些方面的相位以确定何时驱动开关接通或关断。例如，在第一开关控制方法的情况下，可以使用电压相位信息来确定或估计整流部分周期和调节部分周期何时开始和结束。这参照图4被示出。图4示出了示例性电感式功率接收器401的电路图，该电感式功率接收器401具有并联连接的l-c功率拾取级402、mosfet403、栅极驱动电阻器404、dc输出电容器405、负载406、相位感测电路407、斜坡发生器408、pid控制器409和栅极驱动逻辑410。

在图4中，相位感测电路407比较并联连接的l-c功率拾取级402的端子两端存在的电压。当此电压从负变成正时，斜坡发生器408被触发，且其输出端上的电压开始上升。栅极驱动逻辑410将此上升电压与pid控制器409所产生的控制努力值(controleffortvalue)相比较。当从斜坡发生器408输出的电压上升至等于pid控制器409所产生的控制努力值时，栅极驱动逻辑410的输出改变状态，且mosfet403经由栅极驱动电阻器404而被关断。

虽然这里已经描述了一种电压比较相位感测技术，但是对于本领域技术人员而言将明显的是，在无线或电感式功率传输领域内已知有各种不同的相位感测技术。这些技术中的很多可以应用于此电路以及应用于此申请内描述的相关电路，包括但不限于：零电压交叉、零电流交叉、电流感测变压器或电阻器的使用、非耦合相位感测拾取的使用以及无线电通信信道的使用。此外，虽然在此示例中采用了纯硬件控制方案，但是对于本领域技术人员将明显的是，也可以使用其他控制器：诸如微控制器、fpga、cpld、asic或其他类型的控制器。此外，可以将整个无线接收器电路的重要部件集成到单个集成电路上，包括相位及电压感测电路、控制电路、栅极驱动电路和功率开关。

虽然已经通过描述本发明的实施例来说明了本发明，虽然已经详细描述了实施例，但是本申请并非意图将所附权利要求书的范围限制于或以任何方式限制于这些细节。对于本领域技术人员而言额外的优点和修改将容易呈现。因此，本发明在其更宽泛的方面不局限于这些具体细节、说明性的装置和方法以及所示和所描述的说明性示例。相应地，在不背离本申请的一般发明构思的精神或范围的情况下，可以背离这些细节。