集成变压器和耦合电感器以及相关联的开关功率转换器和方法与流程

相关申请

本申请要求于2016年3月11日提交的美国临时专利申请序列号62/306,901的优先权的权益，通过引用将该美国临时专利申请的内容并入本文中。

背景技术：

开关功率转换器通常包括一个或多个磁器件，例如电感器和/或变压器。电感器存储能量并且经常在开关功率转换器中用于滤波的目的。类似地，转换器通常被设计为在开关功率转换器中传输能量，并且实现电流隔离和/或变换电压幅度。

已知单个耦合电感器可以取代开关功率转换器中的多个分立电感器，以改善转换器性能，减小转换器尺寸，和/或降低转换器成本。在授予schultz等人的美国专利号6,362,986中发现了耦合电感器以及相关联的系统和方法的示例，通过引用将该美国专利并入本文中。

一种已知的开关功率转换器是电流倍增器。众所周知，电流倍增器包括变压器和至少两个电感器。电感器可以由耦合电感器实现，并且耦合电感器可以与变压器组合，以使电流倍增器的所有磁芯磁器件被实现成单个的物理封装。

图1示意性地示出了现有技术电流倍增器100，其包括集成变压器和耦合电感器102，以下称为“集成磁器件102”。集成磁器件102包括第一初级绕组104、第二初级绕组106、第一次级绕组108、第二次级绕组110、和磁芯111。第一初级绕组104和第二初级绕组106串联电耦合。第一初级绕组104的一端经由阻断电容器114电耦合到第一初级开关电路112，并且第二初级绕组106的一端电耦合到第二初级开关电路116。阻断电容器114通过充电到使通过第一和第二初级绕组104和106的直流电流(dc)为零的电压来防止集成磁器件102的转换器的磁饱和。每个初级开关电路112和116电耦合在正输入功率节点118和负输入功率节点120之间。

每个次级绕组108和110的一端电耦合到正输出功率节点122。每个次级绕组108和110的另一端经由各自的开关器件126和128电耦合到负输出功率节点124。众所周知，第一和第二初级开关电路112和116在控制器130的命令下运行，以便将功率从输入电源132转移到负载134。

也可以通过使用逐周期的初级侧电流模式控制来防止集成磁器件102的磁饱和，在该模式控制下，控制器130控制电流倍增器100的运行，以使得通过初级绕组104和106的电流的峰值幅度在给初级绕组施加极性交替的电压的连续开关周期内相同，从而防止磁化电流的上升并防止产生磁饱和。因此，在控制器130实现初级侧电流模式控制的情况下，可以省去阻断电容器114。

然而，当电流倍增器100为高频瞬态负载供电时，逐周期的初级侧电流模式控制可能不能防止集成磁器件102的磁饱和。例如，考虑电流倍增器100为具有类似于电流倍增器100的开关频率的负载阶跃频率的瞬态负载供电的情况，并假设在连续的第一和第二开关周期之间负载下降。控制器130将在第二开关周期内增加开关占空比以补偿负载减小，以使得在第二开关周期中集成磁器件102中的峰值电流与在第一开关周期中相同。然而，第一和第二开关周期的占空比之间的这种差值将导致集成磁器件102中的磁通不平衡，可能导致磁饱和。

此外，常规的次级侧电流模式控制将不能防止dc分量产生通过第一和第二初级绕组104和106的电流。因此，常规的次级侧电流模式控制将不能会防止集成磁器件102的转换器饱和。

图2示出了集成磁器件102。集成磁器件102具有“梯形”构造，并且包括轨道202和204、横档206和208、以及间隙泄漏柱210。横档206和208以及间隙泄漏柱210均设置在轨道202和轨道204之间。第一初级绕组104和第一次级绕组108围绕横档206缠绕，并且第二初级绕组106和第二次级绕组110围绕横档208缠绕。虚线212示出了集成磁器件102内的近似的耦合磁通路径，其中耦合磁通是链接次级绕组108和110的磁通。虚线214示出了第一次级绕组108的近似的漏磁通路径，其中第一次级绕组108的漏磁通是链接第一次级绕组108但不链接第二次级绕组110的磁通。虚线216示出了第二次级绕组110的近似的漏磁通路径，其中第二次级绕组110的漏磁通是链接第二次级绕组110但不链接第一次级绕组108的磁通。

已经在被授予chandrasekaran等人的美国专利号7,417,875(chandrasekaran`875)中提出了集成磁器件。这些集成磁器件的绕组向磁芯外延伸，因此，这些集成磁器件容易产生显著的边缘磁通，这可能导致不希望的损耗和电磁干扰。此外，chandrasekaran875的器件可能难以制造，因为在绕组安装期间磁芯阻挡了接近绕组的相对侧。此外，chandrasekaran875所示出的器件在一些绕组之间有相对长的耦合磁通路径，这可能导致大量磁芯损耗。美国专利号6,873,237、7,046,523、7,280,026、7,633,369和8,134,443公开了类似于chandrasekaran`875的那些的磁器件。

技术实现要素：

(a1)具有长度、宽度和高度的集成变压器和耦合电感器可以包括磁芯、第一和第二初级绕组以及第一和第二次级绕组。磁芯可以包括：(1)在宽度方向上彼此隔开的第一和第二轨道，(2)第一和第二横档，每个横档沿宽度方向设置在第一和第二轨道之间，和(3)在宽度方向上设置在第一和第二轨道之间的泄漏板，其中在高度方向上泄漏板设置在第一和第二横档中每一个之上。如在宽度方向上从横截面查看磁芯时看到的，第一和第二轨道中每一个可以完全包围第一和第二横档中的每一个。第一初级绕组可以围绕第一横档缠绕，并且第二初级绕组可以围绕第二横档缠绕。第一次级绕组可以围绕第一横档缠绕，并且第二次级绕组可以围绕第二横档缠绕。

(a2)在标记为(a1)的集成变压器和耦合电感器中，第二初级绕组可以与第一初级绕组串联电耦合。

(a3)在标记为(a1)或(a2)的集成变压器和耦合电感器的任一个中，第一初级绕组和第一次级绕组可以是同心的，并且第二初级绕组和第二次级绕组可以是同心的。

(a4)在标记为(a1)到(a3)的集成变压器和耦合电感器的任一个中，集成变压器和耦合电感器可以形成纵向和宽度方向的底部外表面以用于安装在基板上，并且第一初级绕组、第一初级绕组、第一次级绕组、和第二次级绕组中的每一个可以延伸至底部外表面。

(a5)在标记为(a1)到(a4)的集成变压器和耦合电感器的任一个中，第一横档可以具有在宽度方向上延伸的第一中心轴，并且第二横档可以具有在宽度方向上延伸的第二中心轴。第一初级绕组可以包括第一部分和第二部分，其中第一次级绕组在相对于第一中心轴的径向方向上设置在第一初级绕组的第一部分和第二部分之间。第二初级绕组可以包括第一部分和第二部分，其中第二次级绕组在相对于第二中心轴的径向方向上设置在第二初级绕组的第一部分和第二部分之间。

(a6)在标记为(a1)到(a5)的集成变压器和耦合电感器的任一个中，第一和第二初级绕组均可以是多线绕组，并且第一和第二次级绕组均可以是箔式绕组。

(a7)标记为(a1)到(a6)的集成变压器和耦合电感器的任一个还可以包括设置在第一初级绕组和第一次级绕组之间的第一绝缘材料和设置在第二初级绕组和第二次级绕组之间的第二绝缘材料。

(a8)在标记为(a1)到(a7)的集成变压器和耦合电感器的任一个中，磁芯中的耦合磁通路径可以大体上与磁芯中的漏磁通路径正交。

(a9)在标记为(a1)到(a8)的集成变压器和耦合电感器的任一个中，泄漏板可以通过填充有间隙材料的泄漏间隙与第一和第二轨道之一隔开，其中间隙材料与形成泄漏板的磁性材料相比具有较低的磁导率。间隙材料可以是空气。

(a10)在标记为(a1)到(a9)的集成变压器和耦合电感器的任一个中，第一轨道和泄漏板可以共同形成与第一和第二横档隔开的第一单片磁元件。

(b1)开关功率转换器可以包括集成变压器和耦合电感器、第一和第二初级开关电路以及主控制器。集成变压器和耦合电感器可以包括(1)第一和第二初级绕组以及(2)第一和第二次级绕组。第一和第二初级绕组可以串联电耦合。第一初级开关电路可以电耦合到第一初级绕组的一端，并且第二初级开关电路可以电耦合到第二初级绕组的一端。主控制器可以被配置为控制第一和第二初级开关电路中的每一个，以使得开关功率转换器的每个开关周期包括第一功率传输期、第一续流期、第二功率传输期、和第二续流期。主控制器还可以被配置为控制第一和第二初级开关电路中的每一个，以使得每一个第一功率传输期和每一个第二功率传输期的持续时间在开关功率转换器的至少n个连续开关周期内是固定的，其中n是大于一的整数。

(b2)在标记为(b1)的开关功率转换器中，主控制器还可以被配置为控制第一和第二初级开关电路中的每一个，以使得(1)在第一功率传输期期间，第一初级开关电路在各自的高状态下运行并且第二初级开关电路在各自的低状态下运行，(2)在第二功率传输期期间，第一初级开关电路在各自的低状态下运行并且第二初级开关电路在各自的高状态下运行，以及(3)在第一和第二续流期中的每一个期间，第一和第二初级开关电路中的每一个在其各自的关闭状态下运行。

(b3)在标记为(b1)或(b2)的开关功率转换器的任一个中，主控制器还可以被配置为至少部分基于流过第一次级绕组的电流的幅度来控制第一初级开关电路的开关，并且主控制器还可以被配置为至少部分基于流过第二次级绕组的电流的幅度来控制第二初级开关电路的开关。

(b4)标记为(b1)到(b3)的开关功率转换器的任一个还可以包括与主控制器通信连接的从控制器。从控制器可以包括：(1)集成电路封装，(2)设置在集成电路封装中的第一整流器件，其中第一整流器件电耦合到第一次级绕组的一端，(3)设置在集成电路封装中的第二整流器件，其中第二整流器件电耦合到第二次级绕组的一端，(4)被配置为确定流过第一次级绕组的电流的幅度的第一电流感测电路，以及(4)被配置为确定流过第二次级绕组的电流的幅度的第二电流感测电路。

(b5)在标记为(b4)的开关功率转换器中，第一和第二整流器件中的每一个可以包括各自的开关器件。

(b6)在标记为(b4)或(b5)的开关功率转换器的任一个中，主控制器可以被配置为当第一和第二初级开关电路处于其各自的关闭状态时，根据流过第一整流器件的电流的幅度与流过第二整流器件的电流的幅度之间的差值来确定集成变压器和耦合电感器的磁化电流的幅度。

(b7)在标记为(b1)到(b6)的开关功率转换器的任一个中，主控制器可以被配置为当第一和第二初级开关电路都处于其各自的关闭状态时，根据流过第一次级绕组的电流的幅度与流过第二次级绕组的电流的幅度之间的差值来确定集成变压器和耦合电感器的磁化电流的幅度。

(b8)在标记为(b1)到(b7)的开关功率转换器的任一个中，开关功率转换器可以具有电流倍增器拓扑结构。

(b9)在标记为(b1)到(b8)的开关功率转换器的任一个中，(1)集成变压器和耦合电感器可以具有长度、宽度和高度；(2)集成变压器和耦合电感器可以包括磁芯，包括(i)在宽度方向上彼此隔开的第一和第二轨道，(ii)第一和第二横档，其中每个横档在宽度方向上设置在第一和第二轨道之间，和(iii)在宽度方向上设置在第一和第二轨道之间的泄漏板，泄漏板在高度方向上设置在第一和第二横档中每一个之上；(3)第一初级绕组和第一次级绕组可以围绕第一横档缠绕；并且(4)第二初级绕组和第二次级绕组可以围绕第二横档缠绕。

(b10)在标记为(b9)的开关功率转换器中，第一初级绕组和第一次级绕组可以是同心的，并且第二初级绕组和第二次级绕组可以是同心的。

(b11)在标记为(b9)或(b10)的开关功率转换器的任一个中，如在宽度方向上从横截面查看磁芯时看到的，第一和第二轨道中的每一个可以完全包围第一和第二横档中的每一个。

(b12)在标记为(b9)到(b11)的开关功率转换器的任一个中，(1)第一横档可以具有在宽度方向上延伸的第一中心轴，(2)第一初级绕组可以包括第一部分和第二部分，其中第一次级绕组在相对于第一中心轴的径向方向上设置在第一初级绕组的第一部分和第二部分之间，(3)第二横档可以具有在宽度方向上延伸的第二中心轴，并且(4)第二初级绕组可以包括第一部分和第二部分，其中第二次级绕组在相对于第二中心轴的径向方向上设置在第二初级绕组的第一部分和第二部分之间。

(b13)在标记为(b9)到(b12)的开关功率转换器的任一个中，第一和第二初级绕组均可以是多线绕组，并且第一和第二次级绕组均可以是箔式绕组。

(b14)在标记为(b9)到(b13)的开关功率转换器的任一个中，第一绝缘材料可以设置在第一初级绕组和第一次级绕组之间，并且第二绝缘材料可以设置在第二初级绕组和第二次级绕组之间。

(b15)在标记为(b9)到(b14)的开关功率转换器的任一个中，磁芯中的耦合磁通路径可以大体上与磁芯中的漏磁通路径正交。

(b16)在标记为(b9)到(b15)的开关功率转换器的任一个中，泄漏板可以通过填充有间隙材料的泄漏间隙与第一和第二轨道之一隔开，其中间隙材料与形成泄漏板的磁性材料相比具有较低的磁导率。间隙材料可以是空气。

(c1)开关功率转换器可以包括集成变压器和耦合电感器、第一和第二初级开关电路以及主控制器。集成变压器和耦合电感器可以包括(1)第一和第二初级绕组以及(2)第一和第二次级绕组。第一和第二初级绕组可以串联电耦合。第一初级开关电路可以电耦合到第一初级绕组的一端。第二初级开关电路可以电耦合到第二初级绕组的一端。主控制器可以被配置为当第一和第二初级开关电路都处于各自的关闭状态时，根据流过第一次级绕组的电流的幅度与流过第二次级绕组的电流的幅度之间的差值来确定集成变压器和耦合电感器的磁化电流的幅度。

(c2)标记为(c1)的开关功率转换器还可以包括与主控制器通信耦合的从控制器。从控制器可以包括：(1)集成电路封装，(2)设置在集成电路封装中的第一整流器件，其中第一整流器件电耦合到第一次级绕组的一端，(3)设置在集成电路封装中的第二整流器件，其中第二整流器件电耦合到第二次级绕组的一端，(4)被配置为确定流过第一次级绕组的电流的幅度的第一电流感测电路，以及(4)被配置为确定流过第二次级绕组的电流的幅度的第二电流感测电路。

(c3)在标记为(c2)的开关功率转换器中，第一和第二整流器件中的每一个可以包括各自的开关器件。

(c4)在标记为(c1)到(c3)的开关功率转换器的任一个中，开关功率转换器可以具有电流倍增器拓扑结构。

(c5)在标记为(c1)到(c4)的开关功率转换器的任一个中，(1)集成变压器和耦合电感器可以具有长度、宽度和高度；(2)集成变压器和耦合电感器可以包括磁芯，其包括(i)在宽度方向上彼此隔开的第一和第二轨道，(ii)第一和第二横档，其中每个横档在宽度方向上设置在第一和第二轨道之间，以及(iii)在宽度方向上设置在第一和第二轨道之间的泄漏板，泄漏板在高度方向上设置在第一和第二横档中每一个之上；(3)第一初级绕组和第一次级绕组可以围绕第一横档缠绕；并且(4)第二初级绕组和第二次级绕组可以围绕第二横档缠绕。

(c6)在标记为(c5)的开关功率转换器中，第一初级绕组和第一次级绕组可以是同心的，并且第二初级绕组和第二次级绕组可以是同心的。

(c7)在标记为(c5)或(c6)的开关功率转换器的任一个中，如在宽度方向上从横截面查看磁芯时看到的，第一和第二轨道中的每一个可以完全包围第一和第二横档中的每一个。

(c8)在标记为(c5)到(c7)的开关功率转换器的任一个中，(1)第一横档可以具有在宽度方向上延伸的第一中心轴，(2)第一初级绕组可以包括第一部分和第二部分，其中第一次级绕组在相对于第一中心轴的径向方向上设置在第一初级绕组的第一部分和第二部分之间，(3)第二横档可以具有在宽度方向上延伸的第二中心轴，并且(4)第二初级绕组可以包括第一部分和第二部分，其中第二次级绕组在相对于第二中心轴的径向方向上设置在第二初级绕组的第一部分和第二部分之间。

(c9)在标记为(c5)到(c8)的开关功率转换器的任一个中，第一和第二初级绕组均可以是多线绕组，并且第一和第二次级绕组均可以是箔式绕组。

(c10)在标记为(c5)到(c9)的任一个开关功率转换器中，第一绝缘材料可以设置在第一初级绕组和第一次级绕组之间，并且第二绝缘材料可以设置在第二初级绕组和第二次级绕组之间。

(c11)在标记为(c5)到(c10)的开关功率转换器的任一个中，磁芯中的耦合磁通路径可以大体上与磁芯中的漏磁通路径正交。

(c12)在标记为(c5)到(c11)的开关功率转换器的任一个中，泄漏板可以通过填充有间隙材料的泄漏间隙与第一和第二轨道之一隔开，其中间隙材料与形成泄漏板的磁性材料相比具有较低的磁导率。间隙材料可以是空气。

附图说明

图1示出了现有技术电流倍增器。

图2示出了现有技术集成变压器和耦合电感器。

图3是根据实施例的集成变压器和耦合电感器的透视图。

图4是磁芯用线图示出的图3的集成变压器和耦合电感器的透视图。

图5是图3的集成变压器和耦合电感器的截面图。

图6是图3的集成变压器和耦合电感器的另一个截面图。

图7是图3的集成变压器和耦合电感器的又一个截面图。

图8是与图5中的类似但省略了绕组的截面图。

图9是图3的集成变压器和耦合电感器的绕组的透视图。

图10是图3的集成变压器和耦合电感器的绕组的另一个透视图。

图11是图3的集成变压器和耦合电感器的绕组的替代组的透视图。

图12是图3的集成变压器和耦合电感器的绕组的另一个替代组的透视图。

图13是图3的集成变压器和耦合电感器的绕组的另一个替代组的透视图。

图14是图3的集成变压器和耦合电感器的绕组的又一个替代组的透视图。

图15是根据实施例的与图3的类似、但是每一个初级绕组被分成两个部分的集成变压器和耦合电感器的截面图。

图16是根据实施例的图3的集成变压器和耦合电感器的分解透视图，其中第一轨道和泄漏板共同形成单片磁元件。

图17示出了根据实施例的被安装在图16的集成变压器和耦合电感器上的绕组。

图18示出了根据实施例的具有电流倍增器拓扑结构的开关功率转换器。

图19是图18的开关功率转换器的一种可能布局的俯视图。

图20示出了图18的开关功率转换器的从控制器的一种可能的引脚分配。

图21示出了图18的开关功率转换器的从控制器的另一种可能的引脚分配。

图22示出了图18的开关功率转换器的从控制器的另一种可能的引脚分配。

图23示出了图18的开关功率转换器的从控制器的又一种可能的引脚分配。

图24示出了根据实施例的与图18的类似的开关功率转换器的一种可能的印刷电路板布局。

图25示出了根据实施例的与图18的类似但包括并联电耦合的两个功率级的开关功率转换器。

图26是图25的开关功率转换器的一种可能的布局的俯视图。

图27示出了图18的开关功率转换器的实施例的示例性波形。

图28示出了根据实施例的使用次级侧电流信息来防止转换器的磁饱和的方法。

具体实施方式

申请人已开发了实现了超过常规集成磁器件的显著优势的集成变压器和耦合电感器。集成变压器和耦合电感器的某些实施例具有比常规器件更短的耦合磁通路径和/或更小的占用空间。新的集成变压器和耦合电感器也促进了(a)初级和次级绕组的强耦合，(b)最小边缘磁通，以及(c)易于制造。

图3是集成变压器和耦合电感器300的透视图，集成变压器和耦合电感器300在下文被称为集成磁器件300，其具有长度302、宽度304、高度306。集成磁器件300包括磁芯308、第一初级绕组310、第二初级绕组312、第一次级绕组314、和第二次级绕组316。图4是磁芯308用线图示出的集成磁器件300的透视图，即只示出的磁芯308的轮廓，以显示集成磁器件300的内部部分。图5是集成磁器件300的沿图3的线5a-5a截取的截面图，图6是集成磁器件300的沿图3的线6a-6a截取的截面图，图7是集成磁器件300的沿图3的线7a-7a截取的截面图，并且图8是与图5类似但省略了绕组以更好地显示磁芯308的特征的截面图。

磁芯308包括：第一轨道318、第二轨道320、第一横档322、第二横档324和泄漏板326，它们每一个由磁性材料形成。第一轨道318和第二轨道320在宽度304方向上彼此隔开，并且第一横档322和第二横档324中的每一个在宽度304方向上设置在第一轨道318和第二轨道320之间(例如见图6和7)。如在宽度304方向上从横截面查看磁芯308时看到的，第一轨道318和第二轨道320中的每一个完全包围第一横档322和第二横档324中的每一个。例如，如在宽度304方向上从横截面(图8中进入页面)查看磁芯308时看到的，在图8中，第二轨道320的部分372完全包围第一横档322，并且第二轨道320的部分374完全包围第二横档324。第一轨道318也按照类似于图8所示的方式完全包围第一横档322和第二个横档。

第一横档322和第二横档324中的每一个分别通过第一磁化间隙328和第二磁化间隙330与第二轨道320隔开。第一磁化间隙328和第二磁化间隙330中的每一个分别填充有比形成第一横档322和第二横档324的材料具有较低的磁导率的间隙材料(未图示)。在一些实施例中，第一磁化间隙328和第二磁化间隙330填充有空气、纸张、塑料和/或胶水。

第一磁化间隙328和第二磁化间隙330的构造可以发生变化而不偏离本发明范围。例如，第一磁化间隙328可以被替换为第一横档322中的多个间隙。此外，第一磁化间隙328和第二磁化间隙330可以位于在宽度304方向上沿着它们各自的横档322和324的不同位置中。例如，第一磁化间隙328可以替代地将第一横档322与第一轨道318而不是第二轨道320隔开。此外，在一些替代的实施例中，例如当磁芯308由具有分布式间隙的磁性材料形成时，省略了第一磁化间隙328和第二磁化间隙330。耦合电感器的磁化电感是第一和第二磁化间隙328和330的构造的函数。例如，可以通过增加第一和第二磁化间隙328和330在宽度304方向上的厚度来降低磁化电感。

泄漏板326在宽度304方向上设置在第一轨道318和第二轨道320之间，并且泄漏板326还在高度306方向上设置在第一横档322和第二横档324中每一个之上。泄漏板326与第二轨道320在宽度304方向上通过泄漏间隙332隔开，泄漏间隙332填充有比形成泄漏板326的材料具有较低的磁导率的间隙材料334。(例如见图3和6)。在一些实施例中，间隙材料334是空气、纸张、塑料和/或胶水。与第一次级绕组314和第二次级绕组316相关联的漏电感是泄漏间隙332的构造的函数。例如，可以通过增加泄漏间隙332在宽度304方向上的厚度来降低两个次级绕组的漏电感。

泄漏间隙332在宽度304方向上沿泄漏板326的位置可以变化而不偏离本发明范围。例如，泄漏间隙332可以将泄漏板326与第一轨道318而不是第二轨道320隔开。此外，泄漏间隙332可以被替换为在宽度304方向上泄漏板326中的多个间隙。此外，在一些实施例中，例如当一些或全部磁芯308由具有分布式间隙的磁性材料形成时，可以省略泄漏间隙332。

在一些实施例中，第一轨道318和泄漏板326共同形成与第一横档322和第二横档324隔开的单片(单件)磁元件。如下文所述，该磁芯构造有利地促进了易于制造集成磁器件300。

第一初级绕组310和第一次级绕组314围绕第一横档322同心缠绕，并且第二初级绕组312和第二次级绕组316围绕第二横档324同心缠绕。(例如见图4和5)。第一初级绕组310具有端360，并且第二初级绕组312具有端362。第一初级绕组310和第二初级绕组312的另一端被连接，以使得第一初级绕组310和第二初级绕组312串联电耦合并且同相。然而，在一些替代实施例中，第一初级绕组310和第二初级绕组312不电耦合在集成磁器件300中，而是在集成磁器件300的外部被串联电耦合。绝缘材料336将第一初级绕组310与第一次级绕组314隔开，并且绝缘材料338将第二初级绕组312与第二次级绕组316隔开。在一些实施例中，绝缘材料336和338与绕组隔开，例如与绕组隔开的电介质带。在一些其它实施例中，至少部分地通过绕组上的绝缘来体现绝缘材料336和338。图9是集成磁器件300的绕组在其相对位置上的透视图，并且图10是集成磁器件300的相互隔开的绕组的透视图。

在一些实施例中，第一初级绕组310、第二初级绕组312、第一次级绕组314和第二次级绕组316中的每一个延伸到集成磁器件300的底部外表面376，以便于将绕组连接到外部电路。底部外表面376在长度302和宽度304方向上延伸，例如，用于将集成磁件300安装到诸如印刷电路板的基板。第一次级绕组314具有相对端364和366，并且端366形成延长凸出部339。第二次级绕组316具有相对端368和370，并且端370形成延长凸出部341。(例如见图9和10)。例如，延长凸出部339和341用于替换或补充印刷电路板(pcb)导体。在一些实施例中，延长凸出部339和341比典型的pcb板导体厚二十至三十倍，以使得延长凸出部339和341具有比典型pcb板导体低得多的电阻。延长凸出部339和341的相对大的热质量还有助于冷却集成磁器件300。第一和第二次级绕组314和316彼此异相地缠绕在磁芯308上，以使得流入第一次级绕组314的端364的正电流感应出流入第二次级绕组316的端368的正电流。

预计在集成磁器件300的很多应用中，通过次级绕组的电流的幅度将大于通过初级绕组的电流的幅度。因此，在一些实施例中，对次级绕组进行优化以使电阻最小化，同时为了易于制造和低成本而对初级绕组进行优化。例如，在示出的实施例中，第一次级绕组314和第二次级绕组316中的每一个由金属箔形成，以促进绕组的低交流(ac)和直流(dc)电阻，而第一初级绕组310和第二初级绕组312由导线形成，以促进易于制造和低成本。在一些实施例中，第一初级绕组310和第二初级绕组312均由多线导线、即具有多股的导线形成，以促进低ac电阻。每个次级绕组314和316例如设置在其各自的初级绕组310和312的外侧，以促进集成磁器件300的冷却和易于将次级绕组焊接到pcb。将次级绕组314和316设置在它们各自的初级绕组310和312的外侧还有助于实现次级绕组314和316的宽的弯曲半径，由此促进易于制造次级绕组。

集成磁器件300的绕组的构造可以变化而不偏离本发明的范围。例如图11是可以分别替代第一初级绕组310、第二初级绕组312、第一次级绕组314和第二次级绕组316使用的第一初级绕组1110、第二初级绕组1112、第一次级绕组1114和第二次级绕组1116的透视图。与第一和第二次级绕组314和316相比，第一和第二次级绕组1114和第1116的每个端形成延长凸出部。特别是，第一次级绕组1114的相对端形成各自的延长凸出部1139和1143，并且第二次级绕组1116的相对端形成各自的延长凸出部1141和1145。

作为另一个示例，图12是可以分别替代第一初级绕组310、第二初级绕组312、第一次级绕组314和第二次级绕组316使用的第一初级绕组1210、第二初级绕组1212、第一次级绕组1214和第二次级绕组1216的透视图。第一和第二初级绕组1210和1212的各自的端1260和1262间隔相对较远，这可以便于将第一和第二次级绕组1214和1216的各自的端1264和1268连接在一起。

图13是可以分别替代第一初级绕组310、第二初级绕组312、第一次级绕组314和第二次级绕组316使用的第一初级绕组1310、第二初级绕组1312、第一次级绕组1314和第二次级绕组1316的透视图。第一和第二初级绕组1310和1312的各自的端1360和1362远离绕组的侧一起终止，这可以便于将第一和第二次级绕组1314和1316的各自的端1364和1368连接在一起。

图14是可以分别替代第一初级绕组310、第二初级绕组312、第一次级绕组314和第二次级绕组316使用的第一初级绕组1410、第二初级绕组1412、第一次级绕组1414和第二次级绕组1416的透视图。第一和第二初级绕组1410和1412的各自的端1460和1462远离绕组的侧一起终止，这可以便于将第一和第二次级绕组1414和1416的各自的端1464和1468连接在一起。

在一些替代的实施例中，初级绕组310和312和/或次级绕组314和316包括多个匝，并且以交替的方式围绕它们各自的横档322和324缠绕以进一步促进初级绕组与次级绕组的强磁耦合。例如，图15是集成磁器件1500的截面图，其类似于图3-8的集成磁器件300，但第一初级绕组310被替换为被分成串联电耦合的两个部分1540和1542的第一初级绕组，并且第二初级绕组312被替换为被分成串联电耦合的两个部分1544和1546的第二初级绕组。部分1540和1542可以在集成磁器件1500内或者在集成磁器件1500外部被串联电耦合。类似地，部分1544和第1546可以在集成磁器件1500内或者在集成磁器件1500外部被串联电耦合。第一次级绕组314在相对于第一横档322的宽度方向中心轴1550的径向方向1548上设置在部分1540和1542之间，以使第一次级绕组314和第一初级绕组以交替方式围绕第一横档322缠绕。类似地，第二次级绕组316在相对于第一横档324的宽度方向中心轴1554的径向方向1552上设置在部分1544和1546之间，以使第二初级绕组和第二次级绕组316以交替方式围绕第二横档324缠绕。

可以对集成磁器件300和1500进行修改以包括额外的横档和相关联的绕组而不偏离本发明范围。例如，集成磁器件300的一个替代的实施例(未图示)包括在宽度304方向上设置在第一轨道318和第二轨道320之间的额外的横档以及围绕额外的横档同心缠绕的各自的初级和次级绕组。

集成磁器件300和1500均可能实现超过常规集成变压器和耦合电感器的显著的优势。例如，泄漏板326在高度306方向上设置在第一和第二横档322和324之上的事实促进了小的器件占用空间，其中占用空间是在长度302乘以宽度304方向上被器件占据的区域。相比在图1和2中的常规集成磁器件102中，间隙泄漏柱210设置在横档206和208之间，使得常规集成磁器件102具有相对大的占用空间。

作为另一个示例，集成磁器件300和1500的绕组构造促进了初级和次级绕组的强磁耦合、易于制造、短的磁通路径和小的器件占用空间。特别是，每个初级绕组与其相应的次级绕组为同心的事实有助于将初级和次级绕组之间的间隔最小化，从而促进绕组的强磁耦合。此外，初级和次级绕组的同心性质允许在制造期间次级绕组在初级绕组之上滑动，反之亦然，从而促进易于制造。此外，初级和次级绕组的同心性质将绕组所需要的第一和第二横档322和324的表面积最小化，从而有助于将宽度304方向上的第一和第二横档322和324的尺寸最小化，这促进短的磁通路径和小的集成磁器件占用空间。

作为另一个示例，集成磁器件300和1500的磁芯和绕组之间的关系促进耦合磁通和漏磁通的短路径。为了帮助认识到该优势，再次考虑图6和7。图7中的虚线356示出了磁芯308内的近似的耦合磁通路径，而图6中的虚线358示出了与第二次级绕组316相关联的磁芯308内的近似的漏磁通路径。与第一次级绕组314相关联的漏磁通路径(未显示)与第二次级绕组316的类似，但流过第一横档322而不是流过第二横档324。耦合磁通路径大体上在长度302乘以宽度304的平面中，而漏磁通路径大体上在宽度304乘以高度306的平面中。因此，耦合磁通路径大体上与漏磁通路径正交。应认识到，该构造导致耦合和漏磁通路径二者相对较短，从而促进低磁芯损耗和相关联的高效率。相比在图1和2的常规集成磁器件102中，耦合磁通路径遍历磁芯的周长的大部分，导致耦合磁通路径相对较长。常规集成磁器件102中的这种长耦合磁通路径是特别不可取的，因为耦合磁通的幅度通常是相对大的，并且因此，长耦合磁通路径长度使效率显著受损。此外，在chandrasekaran`875中公开的常规集成磁器件中，耦合磁通遍历相对长的路径以链接非相邻的绕组。

此外，磁集成器件300和1500的磁芯和绕组之间的关系有助于使边缘磁通的生成最小化，同时促进集成磁器件的小尺寸，边缘磁通是在磁芯的外部传播的磁通。特别是，如上所述，如在宽度304方向上从横截面查看磁芯308时看到的，第一轨道318和第二轨道320中的每一个完全包围第一横档322和第二横档324中的每一个。该特征使每一个绕组310、312、314和316的匝大体上或完全设置在磁芯308的外边界内，从而有助于使磁通包含到磁芯308内并有助于使边缘磁通的生成最小化。例如，见图6，其中每一个绕组310、312、314和316的匝完全设置在磁芯308的宽度304乘以高度306的横截面内，从而有助于将磁通限制于磁芯308。作为另一个示例，见图7，其中每一个绕组310、312、314和316的匝完全设置在磁芯308的长度302乘以宽度304的截面内，从而也有助于将磁通限制于磁芯308。如图3-7中所示，磁芯308可以延伸到绕组匝的边缘以促进集成磁器件300和1500的小尺寸，同时将磁通大体上限制于磁芯308。

相比之下，在chandrasekaran`875的器件中，绕组延伸超出磁芯外边界，导致器件可能生成显著的边缘磁通。边缘磁通的生成是不可取的因为它可以耦合到附近的诸如pcb迹线的导体，并在其中感应出涡电流。涡电流又会导致功率损耗和相关联的导体加热。此外，边缘磁通可能导致与附近的电子电路的电磁干扰。

此外，集成磁器件300和1500的某些实施例通过使绕组的相对侧在将绕组安装在第一和第二横档322和324上时能够被保持而促进易于制造。例如，图16是第一轨道318和泄漏板326共同形成与第一横档322和第二横档324隔开的单片磁元件1678的集成磁器件300的实施例的分解透视图。图17示出了图16的实施例中的安装在第一横档322上的第一次级绕组314。在图16和17的器件中，绕组310、312和314和316可以有利地在单片磁元件1678与横档和第二轨道320连结之前安装在它们各自的横档322和324上，从而使绕组在安装期间从相对侧被保持，如箭头1680所指示的。如图17所示，这个从相对侧保持绕组的能力便于使绕组在它们各自的柱上滑动，从而促进易于制造。相比在chandrasekaran`875所公开的器件中，磁芯阻挡了接近绕组的相对侧，从而在将它们安装在磁芯上期间防止绕组在相对侧上被保持。

集成磁器件300和1500的一个可能的应用是电流倍增器。下面讨论的是这种应用中的集成磁器件300的几个示例。然而，应该理解的是，集成磁器件300和1500不限于下面所讨论的示例性电流倍增器应用，或者甚至是一般电流倍增器应用。相反，集成磁器件300和1500可以在其它应用中使用而不偏离本发明的范围。

图18示出了具有电流倍增器拓扑结构的开关功率转换器1800。开关功率转换器1800包括输入端口1802、输出端口1804、输入电容器1806、输出电容器1808、第一初级开关电路1810、第二初级开关电路1812、主控制器1814、从控制器1816和集成磁器件300的实例。输入端口1802包括电耦合到正输入功率节点1820的第一输入端子1818和电耦合到负输入功率节点1824的第二输入端子1822。输出端口1804包括电耦合到正输出功率节点1828的第一输出端子1826和电耦合到负输出功率节点1832的第二输出端子1830。输入电容器1806电耦合在正输入功率节点1820和负输入功率节点1824之间，并且输出电容器1808电耦合在正输出功率节点1828和负输出功率节点1832之间。

第一初级开关电路1810包括串联电耦合在正输入功率节点1820和负输入功率节点1824之间的第一上开关器件1834和第一下开关器件1836。第一初级绕组310的端360电耦合到第一初级开关节点1838，在第一初级开关节点1838上第一上开关器件1834和第一下开关器件1836电耦合。第二初级开关电路1812包括串联电耦合在正输入功率节点1820和负输入功率节点1824之间的第二上开关器件1840和第二下开关器件1842。第二初级绕组312的端362电耦合到第二初级开关节点1844，在第二初级开关节点1844上第二上开关器件1840和第二下开关器件1842电耦合。在本文，开关器件是能够在其导电和非导电状态之间切换的器件，并且例如包括一个或多个场效应晶体管和/或双极结型晶体管。

第一初级开关电路1810和第二初级开关电路1812中的每一个具有各自的高状态、低状态和关闭状态。在第一初级开关电路1810的高状态中，第一上开关器件1834在其导电状态下运行，并且第一下开关器件1836在其非导电状态下运行，以使得第一初级绕组310的端360电耦合到正输入功率节点1820。在第一初级开关电路1810的低状态中，第一上开关器件1834在其非导电状态下运行，并且第一下开关器件1836在其导电状态下运行，以使得第一初级绕组310的端360电耦合到负输入功率节点1824。在第一初级开关电路1810的关闭状态中，第一上开关器件1834和第一下开关器件1836都在它们各自的非导电状态下运行。

类似地，在第二初级开关电路1812的高状态中，第二上开关器件1840在其导电状态下运行，并且第二下开关器件1842在其非导电状态下运行，以使得第二初级绕组312的端362电耦合到正输入功率节点1820。在第二初级开关电路1812的低状态中，第二上开关器件1840在其非导电状态下运行，并且第二下开关器件1842在其导电状态下运行，以使得第二初级绕组312的端362电耦合到负输入功率节点1824。在第二初级开关电路1812的关闭状态中，第二上开关器件1840和第二下开关器件1842都在它们各自的非导电状态下运行。

从控制器1816包括第一整流器件1846、第二整流器件1848、第一电流感测电路1850、和第二电流感测电路1852。第一整流器件1846电耦合在负输出功率节点1832和第一次级绕组314的端364之间，并且第二整流器件1848电耦合在负输出功率节点1832和第二次级绕组316的端368之间。第一整流器件1846包括开关器件，其在主控制器1814的命令下运行以模拟二极管，即，以允许电流仅在箭头1858指示的方向上流动。类似地，第二整流器件1848包括开关器件，其在主控制器1814的命令下运行以模拟二极管，即，以允许电流仅在箭头1860指示的方向上流动。在一些替代的实施例中，第一和第二整流器件1846和1848通过二极管而不是通过模拟二极管的开关器件来实现。通过第一次级绕组314的电流和通过第二次级绕组316的电流之和1868流入正输出功率节点1828。

第一电流感测电路1850感测流过第一整流器件1846的电流，并生成表示流过第一整流器件1846的电流的幅度的第一电流感测信号1854。第一电流感测信号1854还表示流过第一次级绕组314的电流的幅度，因为第一整流器件1846与第一次级绕组314串联电耦合。第二电流感测电路1852感应流过第二整流器件1848的电流，并生成表示通过第二整流器件1848的电流的幅度的第二电流感测信号1856。第二电流感测信号1856还表示流过第二次级绕组316的电流的幅度，因为第二整流器件1848与第二次级绕组316串联电耦合。主控制器1814使用第一和第二电流感测信号1854和1856，例如以实施次级侧电流模式控制，以实现预定的输出电压-电流特性，以帮助平衡次级绕组中的电流，和/或帮助防止集成磁器件300的磁饱和。

主控制器1814控制第一初级开关电路1810和第二初级开关电路1812的开关，以使得开关功率转换器1800的每一个开关周期按以下顺序包括第一功率传输期、第一续流期、第二功率传输期、和第二续流期。第一功率传输期的特征在于第一初级开关电路1810在其高状态下运行并且第二初级开关电路1812在其低状态下运行。第二功率传输期的特征在于第一初级开关电路1810在其低状态下运行并且第二初级开关电路1812在其高状态下运行。第一和第二续流期中的每一个的特征在于第一初级开关电路1810和第二初级开关电路1812这二者在其各自的关闭状态下运行。在一些实施例中，主控制器1814控制第一初级开关电路1810和第二初级开关电路1812的开关以调节开关功率转换器1800的一个或多个参数，例如跨输入端口1802的电压、通过输入端口1802的电流、进入输入端口1802的功率、跨输出端口1804的电压、通过输出端口1804的电流、和/或离开输出端口1804的功率。

在一些实施例中，主控制器1814和从控制器1816中的每一个被实施成各自的集成电路。例如图19是主控制器1814和从控制器1816中的每一个被实施成各自的集成电路的开关功率转换器的1800的一种可能的布局的俯视图。应当注意，从控制器1816被放置为分别接近第一和第二次级绕组314和316的端366和370。从控制器1816到端366和370的这种紧密靠近有利地分别促进了第一和第二整流器件1846和1848与第一和第二次级绕组314和316之间的低阻抗连接。此外，从控制器1816到第一和第二次级绕组314和316的紧密靠近促进了第一和第二电流感测信号1854和1856上的低噪声。在图19中未显示输入端口1802、输出端口1804、输入电容器1806和输出电容器1808，以促进例示的清楚性。

图20-23示出了当被实施为集成电路时从控制器1816的几个可能的引脚分配。在图20-23中，端子vx1连接到第一次级绕组314的端364，端子vx2连接到第二次级绕组316的端368，并且端子gnd连接到负输出功率节点1832。图20和22均示出了集成电路封装内部的管芯焊球分配(dieballout)，而图21和23均示出了方形扁平无引线(qfn)引脚分配。

图24示出了与图18的开关功率转换器类似的开关功率转换器的一种可能的pcb布局2400。框2402表示类似于集成磁器件300的集成磁器件的占用空间，并且框2404表示类似于从控制器1816的从控制器的占用空间。在该实施例中，集成磁器件的第一和第二初级绕组通过pcb导电多边形2406在集成磁器件的外部被串联电耦合。

应该理解，可以按照与本文所示的不同的方式在物理上对开关功率转换器1800进行配置而不偏离本发明的范围。例如，主控制器1814和从控制器1816中的一者或两者可以相对于集成磁器件300设置在不同的位置中。此外，主控制器1814和从控制器1816之间的功能的划分可以变化。例如，对第一和第二整流器件1846和1848的控制可以从主控制器1814转移到从控制器1816。此外，主控制器1814和从控制器1816可以组合成单个控制器，而不偏离本发明的范围。此外，主控制器1814和从控制器1816中的一个或多个可以部分或完全由分立的部件而不是集成电路来实施。

第一初级开关电路1810、第二初级开关电路1812、从控制器1816和集成磁器件300形成功率级1866。开关功率转换器1800可以被缩放成包括并联电耦合的多个功率级1866，例如以支持大负载，而不偏离本发明的范围。例如，图25示出了开关功率转换器2500，其与图18的开关功率转换器1800类似，但具有并联电耦合的两个功率级1866。在图25中未示出功率级1866的细节以促进例示的清楚性。两个功率级1866都由主控制器1814控制，主控制器1814可选地被配置为关于彼此异相地对功率级1866进行开关，以使纹波电流最小化。图26是开关功率转换器2500的一种可能布局的俯视图，其中每个主控制器1814和每个从控制器1816被实施成各自的集成电路。在图26中未示出输入端口1802、输出端口1804、输入电容器1806、和输出电容器以促进例示的清楚性。

重要的是，确保集成磁器件300的变压器和耦合电感器在开关功率转换器1800中不会磁饱和，以防止不当的操作以及对开关功率转换器和/或外部电路的可能的损坏。在开关功率转换器1800为高频瞬态负载(例如吸取具有显著的ac分量的电流的微处理器或电子存储器)供电的应用中，磁饱和的可能性可能特别严重。

如上面关于图1所讨论的，常规次级侧电流模式控制不会防止电流倍增器中的变压器饱和，并且不能以快速次级侧电流模式控制来使用初级侧阻断电容器。然而，申请人已经开发了新的次级侧电流模式控制技术，其能够防止电流倍增器中的变压器饱和，从而能够在电流倍增器中使用逐周期次级侧电流模式控制。在次级侧电流模式控制中，至少部分地基于流过次级绕组的电流来控制开关转换器，从而能够基于负载电流直接控制开关转换器。因此，次级侧电流模式控制促进快速瞬态响应，或者换言之，快速对负载变化做出响应的能力。次级侧电流模式控制还便于获得预定的输出电压-电流特性或“负载线”，其中输出电压幅度是输出电流幅度的函数。此外，次级侧电流模式控制便于平衡和限制通过次级绕组的电流的幅度。

图27示出了实施这些新的次级侧电流模式控制技术的开关功率转换器1800的实施例的示例性波形。在下面的描述中最好一起查看图18和27。然而应该理解，开关功率转换器1800可以替代地实施不同的控制技术而不偏离本发明的范围。

曲线2702表示第一上部开关器件1834和第二下部开关器件1842的运行状态(即导电或不导电)，并且曲线2704表示第一下部开关器件1836和第二上部开关器件1840的运行状态(即导电或不导电)。曲线2706表示通过第一整流器件1846的电流，曲线2708表示通过第二整流器件1848的电流，并且曲线2710表示通过第一和第二整流器件1846和1848二者的电流的和1868。开关功率转换器1800具有开关时期或周期t，包括第一和第二功率传输期tpt1和tpt2以及第一和第二续流期tfw1和tfw2。在第一功率传输期tpt1期间，第一初级开关电路1810在其高状态下运行，并且第二初级开关电路1812在其低状态下运行。相反，在第二功率传输期tpt2期间，第二初级开关电路1812在其高状态下运行，并且第一初级开关电路1810在其低状态下运行。在续流期tfw1和tfw2期间，第一和第二初级开关电路1810和1812都在其关闭状态下运行。

应该理解，每个初级开关电路1810和1812从其高状态转变到其低状态，并且集成磁器件300的次级侧被约束，即整流器件1846和1848之一在转变时在其导电状态下运行。如下文所述，该特征允许磁化电流从初级绕组310和312传输到次级绕组314和316，从而能够根据次级侧电流信息确定磁化电流。

主控制器1814控制第一和第二初级开关电路1810和1812的运行，以使得在第一功率传输期tpt1期间通过第一整流器件1846的电流的幅度等于在第二功率传输期tpt2期间通过第二整流器件1848的电流的幅度，从而平衡通过整流器件的电流以及通过第一和第二次级绕组314和316的电流。例如，在一些实施例中，主控制器1814控制第一和第二初级开关电路1810和1812的运行以确保在第一功率传输期tpt1期间通过第一整流器件1846的电流的峰值幅度与在第二功率传输期tpt2期间通过第二整流器件1848的电流的峰值幅度相同，从而实现峰值电流模式控制。作为另一个示例，在一些其它实施例中，主控制器1814控制第一和第二初级开关电路1810和1812的运行以确保在第一功率传输期tpt1期间通过第一整流器件1846的电流的最小幅度与在第二功率传输期tpt2期间通过第二整流器件1848的电流的最小幅度相同，从而实现谷值电流模式控制。其它控制方案可以替代地用来在第一和第二功率传输期tpt1和tpt2期间平衡通过第一和第二整流器件1846和1848的电流，而不偏离本发明的范围。

主控制器1814另外根据在续流期期间通过第一整流器件1846的电流与通过第二整流器件1848的电流的差值来确定磁化磁通。主控制器1814根据需要进一步调整第一和第二初级开关电路1810和1812的开关，以最小化磁化磁通，从而防止集成磁器件300的饱和。

特别地，在第一和第二功率传输期tpt1和tpt2期间，集成磁器件300的变压器磁化电流将流过第一和第二初级绕组310和312。相比之下，在续流期tfw1和tfw2期间，变压器磁化电流将流过第一和第二次级绕组314和316。在续流期tfw1和tfw2期间，磁化电流被第一和第二次级绕组314和316以及第一和第二整流器件1846和1848短路。由于第一和第二次级绕组314和316以及第一和第二整流器件1846和1848具有相对低的电阻，因此在续流期期间磁化电流的幅度将大致上保持不变。

在第一续流期tfw1期间，通过第一整流器件1846的电流被定义如下，其中ird1是通过第一整流器件1846的电流，il1是与第一次级绕组314的漏电感相关联的电流，并且im1是流过第一次级绕组314的磁器件300的磁化电流：

ird1＝il1+im1等式1

类似地，在第一续流期tfw1期间，通过第二整流器件1846的电流被定义如下，其中ird2是通过第二整流器件1846的电流，il2是与第二次级绕组316的漏电感相关联的电流，并且im2是流过第二次级绕组316的磁器件300的磁化电流：

ird2＝il2-im2等式2

假设对称条件，磁化电流im1的幅度将与磁化电流im2的幅度相同。因此，在第一续流期tfw1期间流过第一整流器件1846和第二整流器件1848的电流之间的差值可以被定义如下：

ird1-ird2＝il1-il2+2im1等式3

等式3可以被重新布置以产生以下等式，其定义了在第一续流期tfw1期间的磁化电流im1：

im1＝[(ird1-ird2)-(il1-il2)]/2等式4

量il1-il2通常很小，因为主控制器1814控制第一和第二初级开关电路1810和1812的运行以使得在第一功率传输期tpt1期间通过第一整流器件1846的电流的幅度等于在第二功率传输期tpt2期间通过第二整流器件1848的电流的幅度，如上所述。因此，第一续流期tfw1期间的磁化电流可以近似为如下：

im1≈(ird1-ird2)/2等式5

因此，在第一功率传输期tpt1结束时的磁化电流的幅度可以根据在第一续流期tfw1期间通过第一和第二整流器件1846和1848的电流的幅度之间的差值来近似。类似地，可以表明，在第二功率传输期tpt2结束时的磁化电流可以根据在第二续流期tfw2期间通过第一和第二整流器件1846和1848的电流的幅度之间的差值来近似。

因此，在开关功率转换器1800的某些实施例中，主控制器1814使用次级侧电流信息执行如图28所示的用于防止变压器的磁饱和的方法2800。在方法2800的步骤2802中，主控制器1814确定在第一续流期tfw1期间通过第一和第二整流器件1846和1848的电流的幅度之间的差值id1。如上所述，通过第一和第二整流器件1846和1848的电流的幅度分别与通过第一和第二次级绕组314和316的电流相同。在步骤2802中差值id1被任选地缩放。在步骤2802的一个示例中，主控制器1814在第一续流期tfw1内的预定时间根据第一电流感测信号1854和第二电流感测信号1856确定差值id1。

在方法2800的步骤2804中，主控制器1814在第二续流期tfw2期间确定通过第一和第二整流器件1846和1848的电流的幅度之间的差值id2。在步骤2804中差值id2被任选地缩放。在步骤2804的一个示例中，主控制器1814在第二续流期tfw2内的与步骤2802的第一续流期tfw1内的预定时间对应的预定时间，根据第一电流感测信号1854和第二电流感测信号1856确定差值id2。

磁化电流im的幅度在第一续流期tfw1和第二续流期tfw2之间有时会稍微不同，导致激磁电流中的小的纹波分量。因此，在步骤2806中，当控制磁化电流im的幅度时，主控制器1814确定id1和id2的平均电流idavg以消除纹波分量的影响。在步骤2806中任选地对平均电流idavg进行缩放。在步骤2806的一个示例中，主控制器1804增加id2和id1以产生平均电流idavg。

集成磁器件300中平均电流idavg与磁化磁通成正比。因此，在步骤2808中，主控制器1814调整第一初级开关电路1810的开关和/或第二初级开关电路1812的开关以使平均电流idavg的幅度最小化，从而使磁化磁通最小化并防止集成磁器件300的磁饱和。在步骤2808的一个示例中，主控制器1814调整第一初级开关电路1810的占空比和/或第二初级开关电路1812的占空比以使平均电流idavg的幅度最小化。第一初级开关电路1810的占空比是第一功率传输期tpt1与周期t的比值，而第二初级开关电路1812的占空比是第二功率传输期tpt2与周期t的比值。

例如针对每一个周期t或对于每m个周期t重复方法2800，其中m是大于1的整数。应该理解，方法2800可以与具有集成变压器和耦合电感器的其它电流倍增器一起使用，而不偏离本发明的范围。

申请人进一步发现，利用带有逐周期次级侧电流模式控制的固定导通时间控制有利地促进了在瞬态负载事件期间电流倍增器的鲁棒的控制。特别是，固定导通时间控制有助于确保磁化电流在功率传输期tpt1与tpt2之间不变化，即使负载电流幅度或其他运行条件改变，从而便于电流倍增器的稳定运行。相比之下，其它控制方案将导致磁化电流幅度随负载电流改变而改变，从而使电流倍增器控制复杂化，并可能会在瞬态负载事件期间导致不可靠的运行。例如，由于瞬态负载事件导致的磁化电流的大改变可能使得难以实现如上关于图28所讨论的防止磁饱和的方法2800。

因此，在开关功率转换器1800的一些实施例中，主控制器1814实施固定导通时间控制，其特征在于，对于n个连续开关周期t，功率传输期tpt1和tpt2都具有固定的持续时间，其中n是大于1的整数，例如如图27所示。例如通过缓慢改变功率传输期tpt1和tpt2的持续时间，以使持续时间改变得比开关功率转换器1800的开关频率(1/t)慢得多，来实现调节。

可以对以上设备、方法和系统进行改变而不偏离本发明范围。因此应注意的是，在以上描述中所包含并且在附图中显示的主题应被解释为说明性的，而不是限制性的意义。