Ka波段宽角扫描圆极化微带天线阵的制作方法

本发明涉及卫星通信天线技术。

背景技术：

卫星通信是指利用人造地球卫星作为中继站来转发无线电波，从而实现两个或多个地球站之间的通信。

星载天线是通信卫星有效载荷的重要组成部分，对整个卫星通信系统的性能有着极其重要的影响。其中，宽波束(2θ0.5＞90°)宽角圆极化天线以其独有的无需极化跟踪、可接受任意极化来波，宽角范围内极化失配损耗小等优良特性，在移动卫星系统，机载雷达系统等领域有着巨大的应用潜力。

同时，星载天线和尖端雷达等在寻的过程中，常常期望波束扫描方向不断改变，且能覆盖较大的扫描空间，因此对天线方向图的扫描角度提出了更高的要求。数字多波束扫描天线阵，能自适应地改变波束位置对目标进行搜索和跟踪，能灵活地控制波瓣，能识别目标，同时具有传输数据率高、扫描速度快和抵抗有害环境条件的能力。

目前使用的数字多波束天线阵多采用缝隙阵和喇叭阵，这种阵列天线存在的缺点是不仅体积大，重量超标，而且波束扫描范围小，一般在±20°左右，超过这个范围以后，就会出现大的栅瓣，主波束的增益也显著下降。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是，提供一种ka波段宽角扫描圆极化微带天线阵，具有体积小、重量轻、小型化、扫描角度宽的特点。

本发明解决所述技术问题采用的技术方案是，ka波段宽角扫描圆极化微带天线阵，其特征在于，由m×n个天线单元构成，m、n为整数，且m≥1，n≥2。所述天线单元包括天线部分和基座部分，天线部分安装于基座部分上，所述天线部分包括：

第一天线基板，其正面设置有第一巴伦馈线，其反面设置有第一微带偶极子线，第一巴伦馈线与第一信号连接端连接；

第二天线基板，其正面设置有第二巴伦馈线，其反面设置有第二微带偶极子线，第二巴伦馈线与第二信号连接端连接；

第一天线基板与第二天线基板安装于天线地板上，第一天线基板与第二天线基板相交；

天线地板，其上设置有地板接地线；

天线地板上还设置有4根金属寄生棒，分别位于第一天线基板的两端和第二天线基板的两端；

第一巴伦馈线和第二巴伦馈线相互绝缘；

所述基座部分包括基座，其内设置有馈电网络电路，所述馈电网络电路包括一个分支线耦合器，分支线耦合器具有两个天线连接端，分别连接到第一信号连接端和第二信号连接端，分支线耦合器还具有一个负载连接端和外部连接端。

所述馈电网络电路包括：

顺次串联的第一阻抗段、第二阻抗段、第三阻抗段，

顺次串联的第四阻抗段、第五阻抗段、第六阻抗段，

位于第一连接点和第三连接点之间的第七阻抗段；

位于第二连接点和第四连接点之间的第八阻抗段；

第一连接点为连接第一阻抗段和第二阻抗段的连接点，

第二连接点为连接第二阻抗段和第三阻抗段的连接点，

第三连接点为连接第四阻抗段和第五阻抗段的连接点，

第四连接点为连接第五阻抗段和第六阻抗段的连接点。

进一步的，n＝2ⁿ，n为大于3的整数，例如，n＝4时，n＝16。

进一步的，第一天线基板的正面垂直于第二天线基板的正面。第一天线基板的正面和第二天线基板的正面皆垂直于天线地板。4根金属寄生棒皆垂直于天线地板。所述第一信号连接端和第二信号连接端皆为同轴线。所述第一天线基板和第二天线基板皆为矩形平板，且皆在第一天线基板和第二天线基板的交叉区处设置有开口。

所述第一巴伦馈线包括相连接的低阻抗区和高阻抗区，高阻抗区跨过交叉区；所述第二巴伦馈线包括相连接的低阻抗区和高阻抗区，高阻抗区跨过交叉区。

地板接地线与第一微带偶极子线、第二微带偶极子线连接，第一信号连接端和第二信号连接端的同轴线的屏蔽层与地板接地线连接。

对本文中“交叉区”的解释：两个相互交叉的平板，等效于两个相互交叉的长方体，在交叉处有一部分在空间上同属于两个长方体，本文将此部分称为“交叉区”。

本发明的天线基板最好是采用pc板。pc板包括正面、反面和周围的侧面，通常正面和反面的面积远大于任何一个侧面，以pcb板为例，正面或反面为覆铜的表面。

本发明的有益效果是，由于本天线及天线阵重量轻，波束扫描范围大，频带宽，通信容量大，可用于ka波段多波束宽带卫星通信系统(包括数字电视、数字广播、广域网互联、远程教学、远程医疗、电视会议和视频点播)，新闻采集(sng)，vsat，直接到户(dth)，个人卫星通信，机载、车载高速“动中通”等。

附图说明

图1是本发明的天线的立体示意图。

图2是本发明的天线的侧视状态示意图。

图3为本发明的天线的俯视状态示意图。

图4为第一天线基板反面示意图。

图5为第一天线基板正面示意图。

图6为第二天线基板反面示意图。

图7为第二天线基板正面示意图。

图8为采用本发明的天线的馈电网络示意图。

图9为本发明天线在18.6ghz-19.4ghz的频带范围内的驻波仿真结果图。

图10为本发明天线的圆极化增益仿真结果图。

图11为本发明天线的归一化方向图仿真结果图。

图12为本发明天线的轴比仿真结果图。

图13为本发明天线阵列的方向图仿真结果图。

图14为本发明天线阵列的归一化方向图仿真结果图。

图15为本发明天线阵列的轴比仿真结果图。

图16为本发明天线阵列波束扫描25°的仿真结果图。

图17为本发明天线阵列波束扫描-25°的仿真结果图。

图18为本发明天线阵列波束扫描50°的仿真结果图。

图19为本发明天线阵列波束扫描-50°的仿真结果图。

图20为本发明的结构示意图。

图21为本发明的馈电网络的结构示意图。

图22为馈电网络的等效阻抗示意图。

图23为本发明的天线阵的结构示意图(仰视)。

图24为本发明的天线阵的结构示意图(俯视)。

图25为本发明的天线阵的结构示意图(主视)。

具体实施方式

参见图1～8，以及图21～25。

ka波段宽角扫描圆极化微带天线阵，其特征在于，由m×n个天线单元构成，m＝1，n＝16，所述天线单元包括天线部分和基座部分，天线部分安装于基座部分上，所述天线部分包括：

第一天线基板21，其正面设置有第一巴伦馈线24，其反面设置有第一微带偶极子线31，第一巴伦馈线24与第一信号连接端42连接；

第二天线基板22，其正面设置有第二巴伦馈线20，其反面设置有第二微带偶极子线32，第二巴伦馈线20与第二信号连接端41连接；

第一天线基板21与第二天线基板22安装于天线地板25上，第一天线基板21与第二天线基板22相交；

平板状的天线地板25，其上设置有地板接地线；

天线地板25上还设置有4根金属寄生棒，分别位于第一天线基板21的两端和第二天线基板22的两端；

第一巴伦馈线和第二巴伦馈线相互绝缘。

第一天线基板和第二天线基板为平板，其与天线地板相交的位置可以视为一条线段。金属寄生棒位于天线基板的两端，是指金属寄生棒位于该线段的延长线处。

所述基座14内设置有馈电网络电路16，所述馈电网络电路16包括一个分支线耦合器，分支线耦合器具有两个天线连接端，分别连接到第一信号连接端42和第二信号连接端41，分支线耦合器还具有一个负载连接端和外部连接端，外部连接端可采用smp-j连接器，如图23中的103所示。

参见图21～22，馈电网络电路16包括：

顺次串联的第一阻抗段81、第二阻抗段82、第三阻抗段83，

顺次串联的第四阻抗段84、第五阻抗段85、第六阻抗段86，

位于第一连接点和第三连接点之间的第七阻抗段87；

位于第二连接点和第四连接点之间的第八阻抗段88；

第一连接点为连接第一阻抗段81和第二阻抗段82的连接点，

第二连接点为连接第二阻抗段82和第三阻抗段83的连接点，

第三连接点为连接第四阻抗段84和第五阻抗段85的连接点，

第四连接点为连接第五阻抗段85和第六阻抗段86的连接点。

优选的阻抗值为：

第一阻抗段81、第三阻抗段83、第四阻抗段84、第六阻抗段86、第七阻抗段87和第八阻抗段88的阻抗值皆为50欧姆；

第二阻抗段82、第五阻抗段85的阻抗值皆为35.5欧姆。

位于第一天线基板21的两端的两根金属寄生棒231、232的轴线相互平行，这两根金属寄生棒的轴线构成的平面(称为第一平面)平行于第一天线基板21的正面。更优的，第一天线基板21的正面和反面与第一平面等距。

位于第二天线基板22的两端的两根金属寄生棒233、234的轴线相互平行，这两根金属寄生棒的轴线构成的平面(称为第二平面)平行于第二天线基板22的正面。更优的，第二天线基板22的正面和反面与第二平面等距。

第一天线基板21和第二天线基板22皆为平板。第一天线基板21的正面垂直于第二天线基板22的正面。

并且，第一天线基板的正面和第二天线基板的正面皆垂直于天线地板25的正面。4根金属寄生棒皆垂直于天线地板25。

第一信号连接端和第二信号连接端皆为同轴线。

第一天线基板和第二天线基板皆为矩形平板，且皆在第一天线基板和第二天线基板的交叉区处设置有开口。

所述第一巴伦馈线包括相连接的低阻抗区和高阻抗区，高阻抗区跨过交叉区。第一巴伦馈线24的低阻抗区为矩形区域，其长边垂直于天线地板25；第一巴伦馈线24的高阻抗区包括一个矩形区域，其长边垂直于天线地板25；第二巴伦馈线20的低阻抗区为矩形区域，其长边垂直于天线地板25；第二巴伦馈线20的高阻抗区包括一个矩形区域，其长边垂直于天线地板25。

地板接地线与第一微带偶极子线31、第二微带偶极子线32连接。

设线极化的微带偶极子天线的中心工作频率：f0＝19000mhz，

可求得自由空间波长：λ0＝15.79mm

印制板材料采用taconicrf-35(tm)，厚度h0＝0.254mm，介电常数ε＝3.5，在此条件下，天线的工作波长

优选的参数如下：

微带偶极子臂长度l0＝0.86λg＝7.26mm

臂宽度w0＝0.115λg＝0.97mm

臂底边高度lh＝0.16λg＝1.35mm

臂底边宽度wh＝0.14λg＝1.18mm

微带馈线长度lf＝0.25λg＝2.11mm

按此条件设计的微带偶极子天线，其3db波束宽度为80°左右。为了展宽天线单元的波束宽度，分别在微带偶极子天线长度方向的轴线上加载寄生金属棒。金属寄生棒与微带偶极子天线中心的距离d1＝3.7mm，3db波束宽度达到120°。

采用hfss电磁工程软件对上述的初始设计参数进行优化，优化的结果是

臂的长度l0＝6mm

臂的宽度w0＝2.1mm

臂底边高度lh＝2.25mm

臂底边宽度wh＝1.3mm

高度hs＝4.6mm

输入端50ω微带馈线

宽度w1＝0.54mm

长度lf＝2.4mm

100ω微带馈线

宽度w2＝0.2mm

长度5.2mm

寄生金属棒

高度h＝2.7mm

直径0.5mm

地板为方形，宽度wg＝8.5mm

为了实现正交极化，分别在两个单极化微带天线的中间切掉一块宽度wf＝0.3mm，长度分别为l1＝1.6mm、l2＝3mm的长方体，切掉部分互补，使其垂直交叉。在交叉处，为了避免馈线相碰应错开。

在实现了正交极化的基础上，通过采用微带3db分支线耦合器实现圆极化，微带3db分支线耦合器如图8所示，具体结构尺寸如图21所示。该微带3db分支线耦合器采用rogersrt/duroid5880板材，厚度为0.254mm。

图中l3＝3.23mm

l4＝2.91mm

l5＝12mm

w3＝5.6mm。

分支线耦合器为数段具有特定特性阻抗的微带线组成的电桥，其具体阻抗值见图21。

采用hfss电磁工程软件对天线系统进行仿真，仿真结果示于图9至图12。

以圆极化的正交微带型偶极子天线作为阵元，设计1×16的均匀直线阵列。阵列主波束最大扫描角θmax＝±50°，中心工作频率f＝19000mhz，在不出现栅瓣的条件下，确定阵元的最大间距

取阵元间距d＝8.5mm。

由此，阵列长度l＝16d＝136mm

阵列宽度w＝8.5mm

阵列高度h＝25.5mm。

阵列仿真结果示于图13至图15。

波束扫描设计：

对于均匀直线阵，各天线元的电流幅度相等，相位以均匀比例递增或递减，而且以相等间距排列在一条直线上，其归一化阵因子为

其中，ψ为相邻的两个阵元，其辐射波到达同一点时产生的相位差

ψ＝βdcosθm-α(3)

式(3)中右边第一项是由于天线位置引起的相位差，而第二项则是由馈电系统引起的相位差。

n为均匀直线阵的阵元数，n＝16；

d为阵元间距，在本天线阵中，d＝8.5mm；

θm为天线阵主波束指向；

α是由馈电系统引起的相位差；

对于f(ψ)，其最大值可由

确定，求得条件为

ψ＝0(5)

即当阵因子f(ψ)取最大值时，有

ψ＝βdcosθm-α＝0(6)

可得

由此式可见，天线阵的主波束方向θm既与相邻阵元之间的由馈电系统引起的相位差α有关，还和阵元间距d有关。在d一定的条件下，改变相位差α，便可改变主波束的辐射方向，从而实现波束的电扫描。

由式(7)可知

当相位差α＝0°时，主波束方向θm＝90°；

当相位差α＝81.9°时，主波束方向θm＝65°，此时最大扫描角θmax＝25°；

当相位差α＝148.45°时，主波束方向θm＝40°，此时最大扫描角θmax＝50°。

其仿真结果示于图16至图19。

从仿真结果可以看出，当主波束扫描为0°时，阵列增益为17.17db。

当主波束扫描25°时，其增益为16.77db，增益下降0.4db；

当主波束扫描-25°时，其增益为16.78db，增益下降0.39db；

当主波束扫描50°时，其增益为15.99db，增益下降1.18db；

当主波束扫描-50°时，其增益为16.00db，增益下降1.17db。

并且在主波束扫描到±50°时，均未出现栅瓣。

本发明突破了原有已经采用多年的波导缝隙阵和喇叭阵在体积、重量方面的局限性，使其体积、重量大幅度下降，约为前者的四分之一左右，而扫描角由±20°扩展到±50°，在此种情况下系统增益仅下降1.18db，不出现栅瓣。