本发明涉及射频通信技术领域，尤其涉及一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器。
背景技术：
随着无线通信技术的高速发展，许多无线通信服务的工作频率逐渐提高，甚至达到了毫米波频段，比如卫星通信和未来的第五代移动通信。此外，多通信标准/制式的技术是目前能有效解决有限频谱资源的有效方案之一。因此，“支持多通信标准/制式的毫米波双/多通带组件”成为越来越多无线通信研究人员和工程师的研究目标。
目前已广泛使用双通带滤波器来替代两个并联的单通带滤波器。研究人员已开发了很多种设计双通带滤波器的方法，比如构造两个不同传输路径来构成双通带滤波器的两个通带等。现阶段对于毫米波频段的双通带滤波器研究相对较少，例如：利用基片集成波导技术设计的在60ghz频段的双通带滤波器，以及利用0.5μmgaas衬底上实现了毫米波频段的微带双频带滤波器。
然而，现有毫米波频段的双通带滤波器其两个通带设计不够灵活、带宽和通带频率无法完全独立控制，为毫米波频段的双通带滤波器的设计带来限制，而无法满足多样化的无线通信需求。
技术实现要素：
针对现有技术中存在的上述缺陷，本发明提供了一种基于四分之一波长阶跃谐振器的毫米波双通带滤波器，可以方便、独立的调整两个通带的中心频率及带宽，且性能指标能够满足毫米波频段应用。
本发明实施例提供了一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器，包括：依次层叠相邻设置的第一至第七金属层；
所述第一金属层上设置有第一接口、第二接口和第一金属地层；所述第一接口和所述第二接口对称；
所述第二金属层、所述第五金属层和所述第七金属层上分别设置有第二金属地层、第三金属地层和第四金属地层；
所述第三金属层上对称设置有第一馈电线和第二馈电线；
所述第四金属层和所述第六金属层上设置有第一阶跃阻抗谐振器和第二阶跃阻抗谐振器；其中，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器的三次谐波谐振频率和五次谐波谐振频率作为所述双通带滤波器的两个通带的中心频率；
所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器上分别加载有第一枝节线和第二枝节线；
所述第一接口通过第一金属过孔与所述第一馈电线连通，所述第二接口通过第二金属过孔与所述第二馈电线连通，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器的短路端通过第三金属过孔与所述第三金属地层和所述第四金属地层连通；
所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器能够通过所述第一枝节线和所述第二枝节线耦合。
可选的，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器结构相同且对称设置在所述双通带滤波器中。
可选的，所述第一阶跃阻抗谐振器包括：第一传输线和第二传输线；所述第一传输线和所述第一枝节线直接相连，且均弯折分布在所述第四金属层上，所述第二传输线弯折布置在所述第六金属层上；
所述第二阶跃阻抗谐振器包括：第三传输线和第四传输线；所述第三传输线和所述第二枝节线直接相连，且均弯折分布在所述第四金属层上，所述第四传输线弯折布置在所述第六金属层上；
所述第一枝节线和所述第二枝节线结构相同且对称设置。
可选的，所述第一枝节线加载在所述第一阶跃阻抗谐振器的三次谐波的电压零点处；
所述第二枝节线加载在所述第二阶跃阻抗谐振器的三次谐波的电压零点处。
可选的，所述第一枝节线为预设长度，使得所述第一阶跃阻抗谐振器的五次谐波谐振频率和三次谐波谐振频率的比值在预设范围内；
所述第二枝节线为所述预设长度，使得所述第二阶跃阻抗谐振器的五次谐波谐振频率和三次谐波谐振频率的比值等于所述第二阶跃阻抗谐振器的五次谐波谐振频率和三次谐波谐振频率的比值。
可选的，所述第二传输线的电长度是所述第一传输线的电长度的两倍。
可选的，所述第一馈电线包括第一线段和与所述第一线段垂直且直接连通的第二线段；
所述第一枝节线包括第三线段和与所述第三线段垂直且直接连通的第四线段；
所述第一线段与所述第一传输线耦合；
所述第二线段与所述第三线段耦合。
可选的，所述第二馈电线包括第五线段和与所述第五线段垂直且直接连通的第六线段；
所述第二枝节线包括第七线段和与所述第七线段垂直且直接连通的第八线段；
所述第五线段与所述第三传输线耦合；
所述第六线段与所述第七线段耦合；
所述第四线段与所述第八线段耦合。
可选的，所述第二传输线包括：第九线段，与所述第九线段垂直且直接连通的第十线段，以及与所述第十线段垂直且直接连通的第十一线段；
所述第四传输线包括：第十二线段，与所述第十二线段垂直且直接连通的第十三线段，以及与所述第十三线段垂直且直接连通的第十四线段；
所述第十一线段与所述第十四线段耦合。
可选的，所述第十一线段远离所述第十线段的一端接地；
所述第十四线段远离所述第十三线段的一端接地。
本发明中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：
由于在本发明中，双通带滤波器，包括：依次层叠相邻的第一至第七金属层；所述第一金属层上设置有第一接口、第二接口和第一金属地层；所述第一接口和所述第二接口对称；所述第二金属层、所述第五金属层和所述第七金属层上分别设置有第二金属地层、第三金属地层和第四金属地层；所述第三金属层上对称设置有第一馈电线和第二馈电线；所述第四金属层和所述第六金属层上设置有第一阶跃阻抗谐振器和第二阶跃阻抗谐振器；所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器上分别加载有第一枝节线和第二枝节线；所述第一接口通过第一金属过孔与所述第一馈电线连通，所述第二接口通过第二金属过孔与所述第二馈电线连通，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器的短路端通过第三金属过孔与所述第三金属地层和所述第四金属地层连通；所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器能够通过所述第一枝节线和所述第二枝节线耦合。也就是说，提出了用枝节加载的阶跃阻抗谐振器构建毫米波双通带滤波器结构，在满足毫米波频段应用指标的同时，可以方便、独立地调整两个通带的中心频率。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的结构示意图；
图2a为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的第一金属层的结构示意图；
图2b为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的第二金属层的结构示意图；
图2c为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的第三金属层的结构示意图；
图2d为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的第四金属层的结构示意图；
图2e为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的第五金属层的结构示意图；
图2f为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的第六金属层的结构示意图；
图2g为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的第七金属层的结构示意图；
图3a为本发明实施例提供的一种通用型阶跃阻抗谐振器的结构示意图；
图3b为图3a所示的阶跃阻抗谐振器在不同阻抗比rz和电长度比u的条件下，三次谐波谐振频率f3、五次谐波谐振频率f5分别与一次谐波谐振频率f1的比值关系图；
图3c为图3a所示阶跃阻抗谐振器在不同阻抗比rz和电长度比u的条件下，五次谐波谐振频率f5与三次谐波谐振频率f3的比值关系图；
图4a为本发明实施例提供的一种三次谐波的电压零点靠近开路端的阶跃阻抗谐振器的结构示意图；
图4b为本发明实施例提供的一种三次谐波的电压零点靠近短路端的阶跃阻抗谐振器的结构示意图；
图4c为本发明实施例提供的一种三次谐波的电压零点在阶梯平面的临界处的阶跃阻抗谐振器的结构示意图；
图5为本发明实施例提供的谐振器在不同阻抗比rz的条件下，两种电长度比u和ur的关系图；
图6为本发明实施例提供的加载枝节线的阶跃阻抗谐振器在不同阻抗比rz的条件下，关于枝节线的电长度θ3的归一化频率曲线图；
图7为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的两种耦合路径示意图；
图8为本发明实施例提供的在不同的耦合间隙g1、g2下，阶跃阻抗谐振器的三次谐波和五次谐波的耦合系数k3和k5的曲线关系图；
图9a为本发明实施例提供的在不同的枝节长度l6下，双通带滤波器的频率响应图；
图9b为本发明实施例提供的在不同的耦合间隙g2下，双通带滤波器的频率响应图；
图10为本发明实施例提供的在不同的馈电线长度lk、lc下，双通带滤波器的外部品质因子qe的曲线图；
图11为本发明实施例提供的一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的s参数测试曲线图。
具体实施方式
本发明实施例通过提供一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器，解决了现有技术中毫米波频段的双通带滤波器其两个通带设计不够灵活、无法完全独立控制，为毫米波频段的双通带滤波器的设计带来限制，而无法满足多样化的无线通信需求的技术问题，实现了在满足毫米波频段应用的指标的同时，能够方便、独立地调整两个通带的中心频率的技术效果。
本发明实施例的技术方案为解决上述技术问题，总体思路如下：
本发明实施例提供了一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器，包括：依次层叠相邻设置的第一至第七金属层；所述第一金属层上设置有第一接口、第二接口和第一金属地层；所述第一接口和所述第二接口对称；所述第二金属层、所述第五金属层和所述第七金属层上分别设置有第二金属地层、第三金属地层和第四金属地层；所述第三金属层上对称设置有第一馈电线和第二馈电线；所述第四金属层和所述第六金属层上设置有第一阶跃阻抗谐振器和第二阶跃阻抗谐振器；其中，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器的三次谐波谐振频率和五次谐波谐振频率作为所述双通带滤波器的两个通带的中心频率；所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器上分别加载有第一枝节线和第二枝节线；所述第一接口通过第一金属过孔与所述第一馈电线连通，所述第二接口通过第二金属过孔与所述第二馈电线连通，所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器的短路端通过第三金属过孔与所述第三金属地层和所述第四金属地层连通；所述第一阶跃阻抗谐振器和所述第二阶跃阻抗谐振器能够通过所述第一枝节线和所述第二枝节线耦合。
可见，在本发明实施例中，通过在两个阶跃阻抗谐振器上分别加载枝节结构，进一步结合馈电线、金属地等结构，构建毫米波双通带滤波器。该毫米波双通带滤波器在满足毫米波频段应用指标的同时，可以方便、独立地调整两个通带的中心频率。
为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明，应当理解本发明实施例以及实施例中的具体特征是对本申请技术方案的详细的说明，而不是对本申请技术方案的限定，在不冲突的情况下，本发明实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。
实施例一
请参考图1，本发明实施例提供了一种频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器，包括：依次层叠相邻的第一至第七金属层(1～7)；
第一金属层1上设置有第一接口11、第二接口12和第一金属地层13；第一接口11和第二接口12对称；
第二金属层2、第五金属层5和第七金属层7上分别设置有第二金属地层21、第三金属地层51和第四金属地层71；
第三金属层3上对称设置有第一馈电线31和第二馈电线32；
第四金属层4和第六金属层6上设置有四分之一波长的第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82；其中，第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82结构相同且对称设置在所述双通带滤波器中，第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82的三次谐波谐振频率和五次谐波谐振频率作为所述双通带滤波器的两个通带的中心频率；
第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82上分别加载有第一枝节线91和第二枝节线92；第一枝节线91和第二枝节线92结构相同且对称设置；
第一接口11通过第一金属过孔101与第一馈电线31连通，第二接口12通过第二金属过孔102与第二馈电线32连通，第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82的短路端通过第三金属过孔103与第三金属地层51和第四金属地层71连通；
第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82能够通过第一枝节线91和第二枝节线92耦合。
在具体实施过程中，请参考图2a，为第一金属层1的结构示意图，第一金属地层13平铺在第一金属层1上，且围绕第一接口11和第二接口12设置。结合图1和图2a，在第一接口11上设置有第一连接点111，在第二接口12上设置有第二连接点112。
接着，请参考图1、图2a和图2b，在第二金属层2对应第一连接点111的位置设置有通孔211，在第二金属层2对应第二连接点112的位置设置有通孔212；第一金属过孔101一端与第一连接点111连接，另一端穿过通孔211与第一馈电线31连接；第二金属过孔102一端与第二连接点112连接，另一端穿过通孔212与第二馈电线32连接。
接着，请参考图2c，为第三金属层3的结构示意图，在具体实施过程中，第一馈电线31包括第一线段311和与第一线段311垂直且直接连通的第二线段312；第二馈电线32包括第五线段321和与第五线段321垂直且直接连通的第六线段322。在第一线段311的远离第二线段312的一端设置有第三连接点313，用于与第一金属过孔101连接；在第二线段321的远离第六线段322的一端设置有第四连接点323，用于与第二金属过孔102连接。接着，请参考图1、图2d和图2f，分别为第四金属层4和第六金属层6的结构示意图，第一阶跃阻抗谐振器81包括：直接相连的第一传输线811和第二传输线812；其中，第一线段311与第一传输线811耦合。第一枝节线91设置在第一传输线811和第二传输线812的连接交界处，具体的，第一枝节线91加载在第一阶跃阻抗谐振器81的三次谐波的电压零点处。第二阶跃阻抗谐振器82包括：直接相连的第三传输线821和第四传输线822；其中，第五线段321与第三传输线821耦合。第二枝节线92设置在第三传输线821和第四传输线822的连接交界处，第二枝节线92加载在第二阶跃阻抗谐振器82的三次谐波的电压零点处。
在具体实施过程中，第一枝节线91和第一传输线811均弯折分布在第四金属层4上，第二传输线812弯折布置在第六金属层6上；第二枝节线92和第三传输线821均弯折分布在第四金属层4上，第四传输线822弯折布置在第六金属层6上。具体的，在第四金属层4上，由第一枝节线91和第一传输线811组成的结构，与由第二枝节线92和第三传输线821组成的结构对称。在第六金属层6上，第二传输线812的结构与第四传输线822的结构对称。
仍请参考图2d，第一枝节线91包括第三线段911和与第三线段911垂直且直接连通的第四线段912；其中，第二线段312与第三线段911耦合。第二枝节线92包括第七线段921和与第七线段921垂直且直接连通的第八线段922；第六线段322与第七线段921耦合；第四线段912与第八线段922耦合。
进一步，仍请参考图2f，第二传输线812包括：第九线段8121，与第九线段8121垂直且直接连通的第十线段8122，以及与第十线段8122垂直且直接连通的第十一线段8123；第四传输线822包括：第十二线段8221，与第十二线段8221垂直且直接连通的第十三线段8222，以及与第十三线段8222垂直且直接连通的第十四线段8223；第十一线段8123与第十四线段8223耦合。
在本实施方案中，仍请参考图1、图2d和图2f，第一阶跃阻抗谐振器81的一部分(即第一传输线811)设置在第四金属层4上，另一部分(即第二传输线812)设置在第六金属层6上，第一传输线811和第二传输线812通过第四金属过孔104连通。同理，第二阶跃阻抗谐振器82的一部分(即第三传输线821)设置在第四金属层4上，另一部分(即第四传输线822)设置在第六金属层6上，第三传输线821和第四传输线822通过第五金属过孔105连通。
请参考图2d，在第一传输线811和第二传输线812的连接交界处设置有第五连接点813，用于连接第一传输线811与第一枝节线91，同时还用于连接第一传输线811与第四金属过孔104的一端；在第三传输线821和第四传输线822的连接交界处设置有第六连接点823，用于连接第三传输线821与第二枝节线92，同时还用于连接第三传输线821与第五金属过孔105的一端。
请参考图2d、图2e、图2f，在第九线段8121的远离第十线段8122的一端设置有第七连接点814，第十二线段8221的远离第十三线段8222的一端设置有第八连接点824。在第五金属层5对应第五连接点813的位置设置有通孔52，在第五金属层5对应第六连接点823的位置设置有通孔53；第四金属过孔104一端与第五连接点813连接，另一端穿过通孔52与第二传输线812上的第七连接点814连接；第五金属过孔105一端与第六连接点823连接，另一端穿过通孔53与第四传输线822上的第八连接点824连接。
第十一线段8123远离第十线段8122的一端(即第一阶跃阻抗谐振器81的短路端)、与第十四线段8223远离第十三线段8222的一端(即第二阶跃阻抗谐振器82的短路端)、在第六金属层6上的第九连接点61处连接，同时通过第三金属过孔103与第五金属层5上的第十连接点54以及第七金属层7上的第十一连接点72连接，进而达到接地的效果。
在具体实施过程中，第一枝节线91为预设长度，使得第一阶跃阻抗谐振器81的五次谐波谐振频率和三次谐波谐振频率的比值在预设范围内；第二枝节线92为所述预设长度，使得第二阶跃阻抗谐振器82的五次谐波谐振频率和三次谐波谐振频率的比值等于第二阶跃阻抗谐振器82的五次谐波谐振频率和三次谐波谐振频率的比值。
其中，所述预设长度是指使第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82的五次谐波谐振频率和三次谐波谐振频率最大限度接近1的长度值。
也就是说，对于第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82，在调整加载枝节(即第一枝节线91和第二枝节线92)的长度时，两个谐振器的三次谐波谐振频率与五次谐波谐振频率间隔可以在较宽范围内实现可控制，并使得这两个谐振频率接近。
下面介绍一下本申请频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的设计原理：
(一)谐振器分析
谐振器是微带滤波器的关键器件，在现有技术中通常采用四分之一波长谐振器的一次谐波谐振频率和三次谐波谐振频率作为双通带的两个中心频率。但是在本实施方案中却采用谐振器的三次谐波谐振频率和五次谐波谐振频率作为双通带的两个中心频率。
a、四分之一波长阶跃阻抗谐振器的特性
图3a为阶跃阻抗谐振器的结构，其中zi和θi(i＝1或2)分别是传输线的特征阻抗和电长度。当忽略寄生效应时，可以获得图3a中的输入阻抗：
阶跃阻抗谐振器的谐振条件yin＝1/zin＝0可以简化为：
rz-tanθ1·tanθ2＝0(2)
其中rz＝z1/z2，为阶跃阻抗谐振器的阻抗比。为了简化计算，定义u＝θ1/(θ1+θ2)。图3b和3c分别表示不同rz下任一两个谐振频率比与u的比值，其中f1为谐振器一次谐波谐振频率(即基频)，f3和f5分别为三次谐波谐振频率和五次谐波谐振频率。可以发现，rz和u变化对这三个谐振频率均有影响。在图3b中，f3/f1和f5/f1的比值总是大于2，而毫米波双通带滤波器一般要求两个通带比较靠近，作为双通带滤波器的两个通带的两个谐波谐振频率比必然要小于2。根据图3c，f5/f3约为1.67，因此，在本方案中却采用的是谐振器的三次谐波谐振频率f3和五次谐波谐振频率f5作为双通带的两个中心频率。
b三次谐波的电压零点
为了获得独立可控的通带，在谐振器三次谐波的电压零点加载枝节线，可以通过改变枝节线的长度来调整f3和f5，使滤波器的两个通带尽可能接近。对于阶跃阻抗谐振器，谐振器三次谐波的电压零点是关于u和rz的函数(利用数学软件算得的最近似解)。因此，精确确定谐振器三次谐波的电压零点是本设计方案的一个关键问题。
图4a和图4b示出了三次谐波的电压零点位于阶跃阻抗谐振器的不同部位的两种可能性。为了方便表达和计算，采用θzero表示谐振器开路端(与短路端相对的端)与电压零点之间的电长度，并定义ur＝θzero/(θ1+θ2)。ur的增加意味着三次谐波的电压零点向阶跃阻抗谐振器的短路端(即图4a和图4b所示的接地端)移动。
在图4b中，电压零点位于阶跃阻抗谐振器的左侧部分，其输入阻抗zin1可表示为
为了确定三次谐波的电压零点的准确位置，应满足以下两个条件
u＞ur(4a)
tanθ2+rztan(θ1-θ1ur)＝0(4b)
其中，式(4a)是θzero＜θ1的简化，式(4b)表示图4a中的输入阻抗zin1在f3为零。
在图4b中，电压零点位于阶跃阻抗谐振器的右侧部分，其输入阻抗zin2为
为了获得三次谐波的电压零点的准确位置，应满足以下两个条件
u＜ur(6a)
rz-tanθ1·tan(θ1ur+θ2ur-θ1)＝0(6b)
其中，式(6a)是θzero＞θ1的简化，式(6b)表示图4b中的输入阻抗zin1在f3为零。
结合式(2)，求解式(4a)、(4b)和(6a)、(6b)可获得图5所示，不同rz下的ur和u之间的关系图。其中虚线(u＝ur)将整个图分为两部分，右边的部分表示u>ur，符合公式(4a)，即图5右侧的曲线对应公式(4a)和公式(4b)。图5左部分表示u<ur，符合公式(6a)，即图5左侧的曲线对应公式(6a)和公式(6b)。
进一步，观察图5还可以发现：
i.当u>1/3时，三次谐波的电压零点位于阶跃阻抗谐振器sir(stepimpedanceresonator)的左侧，当u<1/3时位于sir的右侧。
ii.当u从0增加到1时，ur的值围绕1/3波动。
iii.u＝1/3是三次谐波的电压零点位于sir的阶梯平面的临界情况，rz的变化对ur(＝1/3)没有影响。
因此，在本方案中，确定第一、第二阶跃谐振器81、82的三次谐波的电压零点位于其阶梯平面的临界情况，如图4c所示。即了u＝θ1/(θ1+θ2)＝1/3，其中θ1对应第一阶跃谐振器81的第一传输线811的电长度或第二阶跃谐振器82的第三传输线821，θ2对应第一阶跃谐振器81的第二传输线812的电长度或第二阶跃谐振器82的第四传输线822。
也就是说，第二传输线812的电长度是第一传输线811的电长度的两倍；同样的，第四传输线822的电长度是第三传输线821的电长度的两倍。
c、在三次谐波电压零点处加载枝节的阶跃阻抗谐振器
当u＝1/3时，开路枝节(即枝节线)被加到三次谐波的电压零点处。z3为开路枝节的特征阻抗、θ3为开路枝节的电长度，则枝节加载sir的输入阻抗为：
为简化计算，假设θ1＝θ2/2＝θ和z1＝z3。因此
首先，f3的θ＝90°时，可以认为是特殊的谐振条件，可简化计算，可得：
可以发现，rz和θ3对f3的谐振条件没有影响，因此提供了更多自由度来调节f5。其他谐振频率可以从以下公式获得：
y′in＝1/z′in＝0(10)
基于公式(10)，第一和第五谐振频率的谐振条件可以表示为
其中θ3是三次谐波处开路枝节线的电长度。为了直观地说明公式(11)，f0为rz＝1和θ3＝0的情况。可以得到不同rz和θ3下的归一化频率，如图6所示。从图中可以看出：
i.当θ3＝0时，图6中的模型成为传统的sir。rz的变化对f3没有影响，而当rz从3降低到1/3时，f5增加。
ii.当θ3>0时，加载枝节线的长度(θ3)对f3没有影响。随着θ3的增加，f5会急剧下降，当枝节线足够长时甚至可以小于f3，这意味着在改变θ3时f5可以独立控制。
iii.总之，通过选择阻抗比rz和枝节线长度θ3，可以独立地控制谐振器的频率f3和f5。
(二)滤波器设计
仍请参考图1、图2a-图2g，通过在第一阶跃阻抗谐振器81和第二阶跃阻抗谐振器82的三次谐波电压零点处加载第一枝节线91和第二枝节线92，并采用谐振器的三次谐波谐振频率f3和五次谐波谐振频率f5分别用作两个通带的中心频率，并通过调整第一枝节线91和第二枝节线92以使两个通带的中心频率相互接近。在具体实施过程中，滤波器可采用陶瓷材质，陶瓷材质的相对介电常数为5.4。该滤波器包含三个主要部分：馈电线(31、32)，金属地(13、21、51、71)和加载有枝节线(91、92)的两个阶跃阻抗谐振器(81、82)。馈电线(31、32)绘制在金属层3中，与金属层层4中部分的谐振器实现宽边耦合。金属地(13、21、51、71)位于金属层1，2，5和7处。谐振器(81、82)被弯折分布在金属层4和6上。该滤波器的部分物理参数如图1、图2a-图2g所示：
第一馈电线31的第一线段311长为lk、第二线段312长为lc；
第二馈电线32的第五线段321长为lk、第六线段322长为lc；
第一阶跃阻抗谐振器81的第十一线段8123长为l4；
第二阶跃阻抗谐振器82的第十四线段8223长为l4；
其中，第十一线段8123与第十四线段8223的间距为g1；
第一枝节线91的第四线段912长为l6；
第二枝节线92的第八线段922长为l6；
其中，第四线段912与第八线段922的间距为g2。
进一步，本实施例提供的毫米波双通带滤波器的原理图如图7所示。主耦合路径，即路径1(path1)，在谐振器81、82的短路端附近。加载的枝节线91、92彼此耦合，形成另一个耦合路径，表示为路径2(path2)。
具体的，仍请参考图7，在本申请实施例中，当第一接口11输入信号时，第一阶跃阻抗谐振器81通过第一馈电线31与第一枝节线91及第一传输线811耦合信号，使第一阶跃阻抗谐振器81谐振，由于在第一阶跃阻抗谐振器81的三次谐波的电压零点处加载第一枝节线91，所以没有三次谐波的能量存在于第一枝节线91中。
进一步，可理解为：第一接口11收到信号，并通过第一馈电线31与第一阶跃阻抗谐振器81中的第一传输线811、与第一枝节线91的第三线段911耦合传输能量，使得第一阶跃阻抗谐振器81及所加载的第一枝节线91谐振；接着：
第一阶跃阻抗谐振器81上的一部分能量通过第十一线段8123与第十四线段8223形成的耦合传输到第二阶跃阻抗谐振器2，并通过第二接口12进行输出，此为路径1(path1)；
第一阶跃阻抗谐振器81上的另一部分能量(不包含三次谐波的能量)则通过第一枝节线91的第四线段912与第二枝节线92的第八线段922形成的耦合传输到第二阶跃阻抗谐振器82，并通过第二接口12进行输出，此为路径2(path2)。其中，第一阶跃阻抗谐振器81上三次谐波的能量基本无法从path2传输到第二阶跃阻抗谐振器82。
上述对path1和path2的描述，是以第一接口11作为输入接口、第二接口12作为输出接口；在具体实施过程中，还可以第一接口11作为输出接口、第二接口12作为输入接口，信号的传输方向变了，但是path1和path2两条路径本身未变。
这两条路径均可以通过谐振器f3、f5两个频率的信号，只是path2对f3的影响几乎没有，而path1和path2耦合可影响f5。由于枝节加载在谐振器三次谐波的电压零点处，f3处的信号不能传递到枝节端，所以path2对f3的耦合系数没有影响。f5的信号可以通过path1和path2耦合。因此，耦合系数k3(对应f3)仅受path1的影响，耦合系数k5(对应f5)受path1和path2的影响。也就是说，f3处的耦合系数k3以及f5处的k5由两个路径的尺寸决定，并且可以表示为
k3＝kpath1＝f(g1,l4)(12)
k5＝kpath1+kpath2＝f(g1,l4,g2,l6)(13)
其中f(x)表示x的函数。当耦合path2的宽度g2改变时，可以调节f5的带宽，而f3处的带宽保持不变。
图8为使用全波仿真软件ansofthfss绘制不同g1、g2影响下的f3和f5的耦合系数k3和k5的曲线图；其中，实线表示k3、虚线表示k5。
从图8中可看出：随着g2的变化k3几乎不变而k5变化范围很大。
图9a为在不同的枝节长度l6下，毫米波双通带滤波器的频率响应图；图9b为在不同的耦合间隙g2下，毫米波双通带滤波器的频率响应图。图9a和图9b验证了中心频率和带宽的独立可控性。
图10示出了在不同lk、lc下提取的qe，其中实线表示对应f3的qe，虚线表示对应f5的qe。可以发现物理参数lk控制两个通带的qe，而lc只能在f5调整通带的qe，也就是说，采用本方案设计可实现独立控制qe。
进一步，在本申请实施例中，以一具体的毫米波双通带滤波器的设计为例进行说明，具体的，该毫米波双通带滤波器设计指标要求为：
中心频率：下通带27.5ghz，上通带33ghz
通带纹波：下通带0.07db，上通带0.04db
纹波带宽(％)：上通带2.4，下通带2
3db带宽(％)：上通带5，下通带5.2
图11为采用本申请方案并基于低温共烧陶瓷(ltcc，lowtemperatureco-firedceramic)技术实现上述设计要求的频率与带宽均独立可控的毫米波双通带滤波器的样品的s参数测试图。结果显示该滤波器表现的插入损耗和回波损耗对于毫米波频段应用而言是可以接受的。
总而言之，本申请提出了用枝节加载的阶跃阻抗谐振器构建毫米波双通带滤波器的方案。通过此方案设计的毫米波双通带滤波器可以方便、独立地调整两个通带的中心频率和带宽。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例做出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。