本公开涉及利用人工磁导体进行电磁波的波导的波导装置模块、微波模块。
背景技术：
在雷达系统中使用的微波(包含毫米波)通过装配于基板的集成电路(以下，在本说明书中称作“微波IC”)生成。微波IC根据制造方法还称作“MIC”(Microwave Integrated Circuit)，“MMIC”(Monolithic Microwave Integrated Circuit或Microwave and Millimeter wave Integrated Circuit)。微波IC生成作为所发送的信号波的基础的电信号，并向微波IC的信号端子输出。电信号经由键合引线等导体线以及后述基板上的波导而到达转换部。转换部设置于该波导与波导管的连接部即不同的波导的边界部。
转换部包含高频信号产生部。“高频信号产生部”是指具有用于将从微波IC的信号端子利用导线导入的电信号在波导管的正前方转换为高频电磁场的结构的部位。通过高频信号产生部转换的电磁波导入至波导管。
作为从微波IC的信号端子到达波导管正前方的高频信号产生部的结构，通常有以下两个结构。
第一结构在专利文献1中例示。即为如下结构：将与微波IC对应的高频电路模块8的信号端子同与高频信号产生部对应的供电销10以尽可能靠近的状态连接，利用波导管1接收在高频信号产生部转换的电磁波。在该结构中，微波IC的信号端子通过传输线路9直接与高频信号产生部连接。其结果是，高频信号的衰减变小。另一方面，在该第一结构中，需要将波导管引导到微波IC的信号端子附近。波导管由导电性金属构成，要求对应于所波导的电磁波的波长在高频中进行高精细的加工。相反，在低的频率中导致结构大型化，并且所波导的方向也受限制。其结果是，在第一结构中存在由微波IC及其装配基板形成的处理电路变大的问题。
另一方面，第二结构在专利文献2中例示。即为如下结构：将毫米波IC的信号端子经由称作微带线(Micro Strip Line，以下在本说明书中有时略记为“MSL”)的传输路引导至形成于基板上的MSL高频信号产生部，将波导管与MSL高频信号产生部连接。MSL是指，由位于基板表面的细带状的导体和位于基板背面的导体层构成，传播基于在表面导体与背面导体之间产生的电场和包围表面导体周围的磁场的电磁波的波导。
在第二结构中，在微波IC的信号端子同与波导管相连的高频信号产生部之间存在MSL。根据某一实验例，可以说在MSL中每1mm长度产生约0.4dB的衰减,电磁波功率的衰减成为问题。并且，在位于MSL的终端的高频信号产生部中，为了实现使电磁波的振荡状态稳定等目的而需要介电层和导体层的复杂结构(参照专利文献2的图 3～图8)。
另一方面，该第二结构能够将高频信号产生部与波导管的连接部位远离微波IC 而配置。由此，能够简化波导管结构，因此能够实现微波处理电路的小型化。
[专利文献]
[专利文献1]：日本特开2010-141691号公报
[专利文献2]：日本特表2012-526434号公报
技术实现要素：
[实用新型要解决的技术问题]
以往，随着包含毫米波的电波的用途扩大，组装于一个微波IC的电波信号的信道数越来越多。而且，随着电路集成度的提高而越来越小型化。而且，在一个微波 IC紧密地配置有多信道的信号端子。其结果是，在从微波IC的信号端子到达波导管的部位很难采用上述第一结构，主要采用了第二结构。
近几年，随着对使用毫米波的车载用雷达系统等车载用途的要求扩大，要求利用毫米波雷达识别距离对象车辆更远处的状况。并且，还要求通过在车厢内设置毫米波雷达来提高雷达的设置简易性和维护性。即，要求将因从微波IC到达收发天线的波导的电波衰减而产生的损耗最小化。并且，除了将毫米波雷达适用于识别车辆前方的状况之外，还适用于识别侧方或后方的用途。在该情况下，对在外后视镜外壳内设置等小型化以及针对大量使用的低价化的要求也强烈。
针对这些要求，在上述第二结构中，存在微带线中的损耗以及因使用波导管导致的小型化的困难性，高精度加工的必要性等问题。
【用于解决课题的方案】
本公开的一实施方式所涉及的波导装置模块具备：导电部件，其具有导电性表面；波导部件，其与所述导电性表面相向并沿所述导电性表面延伸，且具有导电性的波导面，所述波导部件具有干部以及包括从所述干部的端部延伸的第一梢部以及第二梢部的多个梢部；人工磁导体，其位于所述波导部件的两侧；以及多个导线，所述多个导线包括与所述第一梢部的第一位置连接的第一导线以及与所述第二梢部的第二位置连接的第二导线，所述导电部件以及所述波导部件形成波导，所述波导包括从所述干部的所述端部至所述第一位置的第一波导以及从所述干部的所述端部至所述第二位置的第二波导，所述第一导线以及所述第二导线分别与微波集成电路元件的第一以及第二天线输入输出端子连接，当在所述第一波导以及所述第二波导传播频率相同且相互具有相反的相位的第一电磁波以及第二电磁波时，所述第一波导以及所述第二波导具有以下关系：所述第一电磁波在所述第一波导传播期间的相位的变化量和所述第二电磁波在所述第二波导传播期间的相位的变化量的差在180度的奇数倍±90度的范围内。
实用新型效果
根据本公开的例示性的实施方式，能够进一步减少从微波IC至收发天线的波导中的损失。
附图说明
图1是示意地表示波导装置所具有的基本结构的非限定性的例子的立体图。
图2A是示意地表示波导装置100的与XZ平面平行的截面的结构的图。
图2B是表示具有截面为接近U字或者V字的形状的面的底部的导电性表面120a 的图。
图3是示意地表示处于为了便于理解而将导电部件110与导电部件120之间的间隔过大地分开的状态的波导装置100的立体图。
图4是表示图2A所示的结构中的各部件的尺寸范围的例子的图。
图5A是示意地表示在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙中的宽度窄的空间中传播的电磁波。
图5B是为了参考而示意地表示中空波导管130的截面的图。
图5C是表示在导电部件120上设置有两个波导部件122的实施方式的剖视图。
图5D是为了参考而示意地表示并排配置有两个中空波导管130的波导装置的截面的图。
图6A是表示毫米波MMIC(毫米波IC)2的背面的端子的配置(销配置)的例子的平面图。
图6B是示意地表示用于将图6A所示的天线输入输出端子20a、20b向比毫米波 IC2的覆盖区靠外侧的区域引出的布线图案40的例子的平面图。
图7A是表示本公开的微波模块1000的概略的整体结构的例子的平面示意图。
图7B是表示微波模块1000的其他实施方式的平面示意图。
图7C是表示微波模块1000的另一其他实施方式的平面示意图。
图8A是表示例示的实施方式1所涉及的波导装置100的波导部件122的形状以及具有布线图案40S以及40G的电路板4的图。
图8B是沿着图8A中的A-A’线的剖视图。
图9是主要表示波导部件122的形状的图。
图10a和图10b是用于说明分别在梢部波导WS以及梢部波导WG中传播的各电磁波的相位的差的图。
图11是表示例示的实施方式2所涉及的波导装置100的波导部件122的形状以及具有布线图案40S、40G1以及40G2的电路板4的图。
图12是主要表示波导部件122的形状的图。
图13A是表示实施方式3所涉及的波导装置100的波导部件122的形状以及具有两个布线图案40S1以及40S2的电路板4的图。
图13B是沿着图13A中的C-C’线的剖视图。
图14是主要表示波导部件122的形状的图。
图15是表示与电路板4的-Z侧的面相向地设置有毫米波IC2以及波导部件122 的第一变形例的图。
图16是表示与电路板4的-Z侧的面相向地设置有毫米波IC2以及波导部件122 的第二变形例的图。
图17A是表示在图8B的结构的+Z侧追加了人工磁导体101的例子的剖视图。
图17B是表示在图15的结构的+Z侧追加了人工磁导体101的例子的剖视图。
图17C是表示在图16的结构的+Z侧追加了人工磁导体101的例子的剖视图。
图18是表示设置于毫米波IC2或者电路板4与导电性杆124’之间的绝缘树脂 160的图。
图19是示意地表示具有作为发射元件起作用的多个缝隙的缝隙阵列天线300的结构的一部分的立体图。
图20A是从Z方向观察到的图19所示的20个缝隙被排列成5行4列的阵列天线 300的俯视图。
图20B是图20A的D-D’线的剖视图。
图20C是第一波导装置350a中的波导部件322U的平面布局的图。
图20D是表示第二波导装置350b中的波导部件322L的平面布局的图。
图21是表示本车辆500以及与本车辆500在相同的车道上行驶的先行车辆502 的图。
图22是表示本车辆500的车载雷达系统510的图。
图23A是表示车载雷达系统510的阵列天线AA与多个入射波k(k：1～K的整数；以下同。K是存在于不同方位的目标的数量)之间的关系的图。
图23B是表示接收第k个入射波的阵列天线AA的图。
图24是表示基于本公开的例示的用途的车辆行驶控制装置600的基本结构的一例的框图。
图25是表示车辆行驶控制装置600的结构的其它例子的框图。
图26是表示车辆行驶控制装置600的更加具体的结构的例子的框图。
图27是表示本应用例中的雷达系统510的更加详细的结构例的框图。
图28是表示根据三角波生成电路581所生成的信号调制的发送信号的频率变化的图。
图29是表示“上行”期间的拍频fu以及“下行”期间的拍频fd的图。
图30是表示信号处理电路560通过具有处理器PR以及存储装置MD的硬件实现的实施方式的例子的图。
图31是表示三个频率f1、f2、f3的关系的图。
图32是表示复平面上的合成频谱F1～F3之间的关系的图。
图33是表示求出基于本公开的变形例的相对速度以及距离的处理的步骤的流程图。
图34是与车辆500中的融合装置有关的图，该融合装置具有包含应用了本公开的技术的缝隙阵列天线的雷达系统510以及车载摄像头系统700。
图35是表示毫米波雷达510的设置位置与车载摄像头系统700的设置位置之间的关系的图。
图36是表示基于毫米波雷达的监控系统1500的结构例的图。
图37是表示数字式通信系统800A的结构的框图。
图38是表示包括能够使电波的发射模式变化的发送器810B的通信系统800B的例子的框图。
图39是表示装配了MIMO功能的通信系统800C的例子的框图。
符号说明
2 毫米波MMIC(毫米波IC)
4 电路板
20 端子
20a 第一天线输入输出端子(S端子)
20b 第二天线输入输出端子(G端子)
20c 其他端子
40S、40S1、40S2 布线图案
40G、40G1、40G2 布线图案
50S 扼流结构
50G 扼流结构
60 托盘
100 波导装置
110 第一导电部件
110a 第一导电部件的导电性表面
112、112a、112b、112c、112d 缝隙
114 喇叭
120 第二导电部件
120a 第二导电部件的导电性表面
122 波导部件
122a 波导面
122M 干部122T的端部
122T 干部
122S 第一梢部
122S-1 第一副梢部
122S-2 第二副梢部
122G 第二梢部
122G1 第二梢部
122G2 第三梢部
124、124’ 导电性杆
124a 导电性杆124的顶端部
124b 导电性杆124的基部
125 人工磁导体的表面
130 中空波导管
132 中空波导管的内部空间
300 缝隙阵列天线
500 车辆
502 先行车辆
510 车载雷达系统
520 行驶支援电子控制装置
530 雷达信号处理装置
540 通信设备
550 计算机
552 数据库
560 信号处理电路
570 物体检测装置
580 收发电路
596 选择电路
600 车辆行驶控制装置
700 车载摄像头系统
710 摄像头
720 图像处理电路
800A、800B、800C 通信系统
810A、810B、830 发送器
820A、840 接收机
813、832 编码器
823、842 解码器
814 调制器
824 解调器
1010、1020 传感器部
1011、1021 天线
1012、1022 毫米波雷达检测部
1013、1023 通信部
1015、1025 监控对象
1100 主体部
1101 处理部
1102 数据蓄积部
1103 通信部
1200 其他系统
1300 通信线路
1500 监控系统
具体实施方式
＜术语＞
“微波”是指频率在300MHz至300GHz的范围的电磁波。将“微波”中的频率在30GHz至300GHz的范围的电磁波称作“毫米波”。在真空中，“微波”的波长在1mm 至1m的范围，“毫米波”的波长在1mm至10mm的范围。
“微波IC(微波集成电路元件)”是生成或处理微波频带的高频信号的半导体集成电路的芯片或封装体。“封装体”是包含生成或处理微波频带的高频信号的一个或多个半导体集成电路芯片(单片IC芯片)的封装体。在一个以上的微波IC集成于单一半导体基板上的情况下，尤其称作“单片微波集成电路”(MMIC)。在本公开中，有时将“微波IC”称作“MMIC”，但是这只是一个例子。并非必须将一个以上的微波IC 集成于单一半导体基板上。并且，有时将生成或处理毫米波频带的高频信号的“微波 IC”称作“毫米波IC”。
“IC装配基板”是指装设有微波IC的状态的装配基板，作为构成要素具有“微波IC”和“装配基板”。单纯的“装配基板”是指装配用的基板，处于未装设有微波 IC的状态。
“波导模块”具有未装设有“微波IC”的状态的“装配基板”和“波导装置”。与此相比，“微波模块”具有“装设有微波IC的状态的装配基板(IC装配基板)”和“波导装置”。
在对本公开的实施方式进行说明之前，对在以下各实施方式中使用的波导装置的基本结构和工作原理进行说明。
＜波导装置＞
前述的脊形波导设置于能够作为人工磁导体发挥功能的对开式铁芯结构中。根据本公开利用这种人工磁导体的脊形波导(以下，有时称作WRG：Waffle-iron Ridge waveGuide)能够在微波段或毫米波段中实现损耗低的天线馈线。并且，通过利用这种脊形波导，能够高密度地配置天线元件(发射元件)。以下，对这样的波导结构的基本结构以及动作例进行说明。
人工磁导体为通过人工方式实现自然界中不存在的理想磁导体(PMC：Perfect Magnetic Conductor)的性质的结构体。理想磁导体具有“表面的磁场的切线分量为零”的性质。这是与理想电导体(PEC：Perfect Electric Conductor)的性质、即“表面的电场的切线分量为零”的性质相反的性质。理想磁导体虽不存在于自然界中，但能够通过人工周期结构实现。人工磁导体在根据该周期结构规定的特定频带中作为理想磁导体发挥功能。人工磁导体抑制或阻止具有特定频带(传播截止频带)中所包含的频率的电磁波沿着人工磁导体的表面传播。因此，人工磁导体的表面有时称作高阻抗面。
在以往已知的波导装置、例如(1)国际公开第2010/050122号、(2)美国专利第8803638号、(3)欧州专利申请公开第1331688号、(4)Kirino et al.,"A 76GHz Multi-Layered Phased Array Antenna Using a Non-Metal Contact Metamaterial Waveguide",IEEE Transaction on Antennas and Propagation,Vol.60,No.2, February 2012,pp 840-853、(5)Kildal et al.,"Local Metamaterial-Based Waveguides in Gaps Between Parallel Metal Plates",IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,Vol.8,2009,pp84-87中公开的波导装置中，通过在行以及列方向上排列的多个导电性杆实现了人工磁导体。这样的导电性杆是有时还被称作柱或销的突出部。这些波导装置各自在整体上具有相向的一对导电板。一个导电板具有向另一导电板侧突出的脊部和位于脊部两侧的人工磁导体。脊部的上表面(具有导电性的面)隔着间隙与另一导电板的导电性表面相向。具有人工磁导体的传播截止频带中所包含的频率的电磁波(信号波)在该导电性表面与脊部的上表面之间的空间(间隙)中沿着脊部传播。
图1是示意地表示这样的波导装置所具有的基本结构的非限定性例子的立体图。在图1中，示出了表示相互正交的X、Y、Z方向的XYZ坐标。图示的波导装置100 具有相向且平行地配置的板状的第一导电部件110以及第二导电部件120。在第二导电部件120排列有多个导电性杆124。
另外，本申请的附图所示的结构物的方向是考虑说明的理解容易度而设定的，并不对本公开的实施方式在实际实施时的方向进行任何限制。并且，附图所示的结构物的整体或一部分的形状以及大小也不限制实际的形状以及大小。
图2A是示意地表示波导装置100的与XZ面平行的截面的结构的图。如图2A所示，导电部件110在与导电部件120相向的一侧具有导电性表面110a。导电性表面 110a沿着与导电性杆124的轴向(Z方向)正交的平面(与XY面平行的平面)二维扩展。该例子中的导电性表面110a是平滑的平面，但是如后面叙述，导电性表面110a 无需为平面。
图3是示意地表示处于为了便于理解而将导电部件110与导电部件120之间的间隔过大地分开的状态的波导装置100的立体图。如图1以及图2A所示，在实际的波导装置100中，导电部件110与导电部件120之间的间隔窄，导电部件110以覆盖导电部件120的所有导电性杆124的方式配置。
再次参照图2A。排列在导电部件120上的多个导电性杆124分别具有与导电性表面110a相向的顶端部124a。在图示的例子中，多个导电性杆124的顶端部124a 位于同一平面上。该平面形成了人工磁导体的表面125。导电性杆124无需其整体具有导电性，只要杆状结构物的至少表面(上表面以及侧面)具有导电性即可。并且，只要导电部件120能够支承多个导电性杆124来实现人工磁导体，则无需其整体具有导电性。只要导电部件120的表面中的排列有多个导电性杆124的一侧的面120a具有导电性，且将相邻的多个导电性杆124的表面电短路即可。换句话说，只要导电部件120以及多个导电性杆124的组合的整体具有与导电部件110的导电性表面110a 相向的凹凸状的导电性表面即可。
在导电部件120上，在多个导电性杆124之间配置有脊状的波导部件122。更详细地说，在波导部件122的两侧分别存在人工磁导体，波导部件122被两侧的人工磁导体夹着。由图3可知，该例子中的波导部件122被导电部件120支承，并沿着Y 方向直线地延伸。在图示的例子中，波导部件122具有与导电性杆124的高度以及宽度相同的高度以及宽度。如后面叙述，波导部件122的高度以及宽度也可以与导电性杆124的高度以及宽度不同。与导电性杆124不同，波导部件122在沿着导电性表面 110a引导电磁波的方向(在该例子中为Y方向)上延伸。波导部件122也无需整体具有导电性，只要具有与导电部件110的导电性表面110a相向的导电性的波导面 122a即可。导电部件120、多个导电性杆124以及波导部件122也可以为连续的单独的结构体的一部分。而且，导电部件110也可以是该单独的结构体的一部分。
在波导部件122的两侧，各人工磁导体的表面125与导电部件110的导电性表面 110a之间的空间不传播具有特定频带内的频率的电磁波。这种频带称作“受限带”。人工磁导体被设计成在波导装置100内传播的电磁波(以下，有时称作“信号波”) 的频率(以下，有时称作“工作频率”)包含于受限带。受限带能够通过导电性杆124 的高度、即形成于相邻的多个导电性杆124之间的槽的深度、导电性杆124的直径、配置间隔以及导电性杆124的顶端部124a与导电性表面110a之间的间隙的大小而调整。
接着，参照图4对各部件的尺寸、形状、配置等的例子进行说明。
图4是表示图2A所示的结构中的各部件的尺寸范围的例子的图。波导装置用于规定的频带(称作“工作频带”)的电磁波的发送以及接收的至少一方。在本说明书中，将在导电部件110的导电性表面110a与波导部件122的波导面122a之间的波导中传播的电磁波(信号波)在自由空间中的波长的代表值(例如，与工作频带的中心频率对应的中心波长)设为λo。并且，将工作频带中的最高频率的电磁波在自由空间中的波长设为λm。将各导电性杆124中的与导电部件120接触的一端的部分称作“基部”。如图4所示，各导电性杆124具有顶端部124a和基部124b。各部件的尺寸、形状、配置等的例子如下所示。
(1)导电性杆的宽度
导电性杆124的宽度(X方向以及Y方向的大小)能够设定成小于λm/2。若在该范围内，则能够防止在X方向以及Y方向上产生最低次的谐振。另外，不仅在X 以及Y方向上，在XY截面的对角方向上也有可能引起谐振，因此优选导电性杆124 的XY截面的对角线的长度也小于λm/2。杆的宽度以及对角线的长度的下限值为能够通过加工方法制作的最小长度，并无特别限定。
(2)从导电性杆的基部至导电部件110的导电性表面的距离
从导电性杆124的基部124b到导电部件110的导电性表面110a的距离能够设定成比导电性杆124的高度长且小于λm/2。在该距离为λm/2以上的情况下，在导电性杆124的基部124b与导电性表面110a之间产生谐振，失去信号波的锁定效应。
从导电性杆124的基部124b至导电部件110的导电性表面110a之间的距离相当于导电部件110与导电部件120之间的间隔。例如，在作为毫米波段为76.5±0.5GHz 的电磁波在波导中传播的情况下，电磁波的波长保持3.8934mm至3.9446mm的范围。因此，在该情况下，λm成为前者，所以导电部件110与导电部件120之间的间隔λ m/2能够设定成比3.8934mm的一半小。只要以实现这种窄的间隔的方式相向配置导电部件110与导电部件120，则导电部件110与导电部件120就无需严格地平行。并且，只要导电部件110与导电部件120之间的间隔小于λm/2，则导电部件110和/ 或导电部件120的整体或一部分也可以具有曲面形状。另一方面，导电部件110与导电部件120的平面形状(与XY面垂直地投影的区域的形状)以及平面大小(与XY 面垂直地投影的区域的大小)能够根据用途任意设计。
在图2A所示的例子中，导电性表面120a是平面，但是本公开的实施方式并不限定于此。例如，如图2B所示，导电性表面120a的截面也可以是近似于U字或V字的形状的面的底部。在导电性杆124或波导部件122具有宽度朝向基部扩大的形状的情况下，导电性表面120a能够成为这样的结构。即使是这样的结构，只要导电性表面 110a与导电性表面120a之间的距离比波长λm的一半短，图2B所示的装置就能够作为本公开的实施方式中的波导装置起作用。
(3)从导电性杆的顶端部到导电性表面的距离L2
从导电性杆124的顶端部124a到导电性表面110a的距离L2设定成小于λm/2。这是因为，在该距离为λm/2以上的情况下，产生在导电性杆124的顶端部124a与导电性表面110a之间往返的传播模式，无法锁定电磁波。另外，多个导电性杆124 中的至少与波导部件122相邻的导电性杆124处于顶端不与导电性表面110a电接触的状态。在此，导电性杆的顶端不与导电性表面110a电接触的状态指的是，在顶端与导电性表面之间存在空隙的状态或者在导电性杆的顶端和导电性表面中的任意一个存在绝缘层，导电性杆的顶端与导电性表面之间隔着绝缘层接触的状态中的任意一个。
(4)导电性杆的排列以及形状
多个导电性杆124中的相邻的两个导电性杆124之间的间隙例如具有小于λm/2 的宽度。相邻的两个导电性杆124之间的间隙的宽度根据从该两个导电性杆124的一个导电性杆124的表面(侧面)到另一导电性杆124的表面(侧面)的最短距离而定义。该导电性杆之间的间隙的宽度以避免在导电性杆之间的区域引起最低次的谐振的方式确定。产生谐振的条件根据导电性杆124的高度、相邻的两个导电性杆之间的距离以及导电性杆124的顶端部124a与导电性表面110a之间的带状间隙的容积的组合而确定。因此，导电性杆之间的间隙的宽度能够依据其他设计参数适当地确定。导电性杆之间的间隙的宽度并无明确的下限，但为了确保制造的容易度，在传播毫米波段的电磁波的情况下，例如可以是λm/16以上。另外，间隙的宽度无需固定。只要小于λm/2，则导电性杆124之间的间隙也可以具有各种各样的宽度。
多个导电性杆124的排列只要发挥作为人工磁导体的功能，则不限定于图示的例子。多个导电性杆124无需呈正交的行以及列状排列，行以及列也可以呈90度以外的角度交叉。多个导电性杆124无需沿着行或列排列在直线上，也可以不体现简单的规律性而分散配置。各导电性杆124的形状以及大小也可以根据导电部件120上的位置发生改变。
多个导电性杆124的顶端部124a所形成的人工磁导体的表面125无需为严格意义上的平面，也可以为具有细微的凹凸的平面或曲面。即，各导电性杆124的高度无需相同，在导电性杆124的排列能够作为人工磁导体发挥功能的范围内，各个导电性杆124能够具有多样性。
而且，导电性杆124并不限定于图示的棱柱形状，例如也可以具有圆筒状的形状。而且，导电性杆124无需具有简单的柱状的形状。人工磁导体还能够通过除了导电性杆124的排列以外的结构实现，能够将多种多样的人工磁导体用于本公开的波导装置。另外，在导电性杆124的顶端部124a的形状为棱柱形状的情况下，优选其对角线的长度小于λm/2。当为椭圆形状时，优选长轴的长度小于λm/2。在顶端部124a 呈另一其他形状的情况下，也优选其跨度尺寸在最长的部分也小于λm/2。
导电性杆124的高度、即从基部124b到顶端部124a的长度能够设定为比导电性表面110a与导电性表面120a之间的距离(小于λm/2)短的值，例如λo/4。
(5)波导面的宽度
波导部件122的波导面122a的宽度、即波导面122a在与波导部件122延伸的方向正交的方向上的大小能够设定成小于λm/2(例如λm/8)。这是因为，若波导面122a 的宽度为λm/2以上，则在宽度方向上引起谐振，若引起谐振，则WRG无法作为简单的传输线路进行工作。
(6)波导部件的高度
波导部件122的高度(在图示的例子中为Z方向的大小)设定成小于λm/2。这是因为，在该高度为λm/2以上的情况下，导电性杆124的基部124b与导电性表面 110a之间的距离为λm/2以上。同样地，导电性杆124(特别是与波导部件122相邻的导电性杆124)的高度也设定成小于λm/2。
(7)波导面与导电性表面之间的距离L1
将波导部件122的波导面122a与导电性表面110a之间的距离L1设定成小于λm/2。这是因为，在该距离L1为λm/2以上的情况下，在波导面122a与导电性表面110a之间引起谐振，无法作为波导发挥功能。在某一例子中，该距离L1为λm/4 以下。为了确保制造的容易度，在传播毫米波段的电磁波的情况下，优选将距离L1 设为例如λm/16以上。
导电性表面110a与波导面122a之间的距离L1的下限以及导电性表面110a与杆 124的顶端部124a之间的距离L2的下限取决于设备工作的精度和以将上下的两个导电部件110、120保持为恒定的距离的方式组装时的精度。在利用冲压加工方法或注塑加工方法的情况下，上述距离的实际下限为50微米(μm)左右。在利用MEMS (Micro-Electro-Mechanical System：微机电系统)技术制作例如太赫兹区域的产品的情况下，上述距离的下限为2～3μm左右。
根据具有上述结构的波导装置100，工作频率的电磁波无法在人工磁导体的表面 125与导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播，而是在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的空间中传播。与中空波导管不同，这种波导结构中的波导部件122的宽度无需具有应传播的电磁波的半波长以上的宽度。并且，也无需通过沿着厚度方向(与YZ面平行)延伸的金属壁连接导电部件 110与导电部件120。
图5A示意地表示在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面 110a之间的间隙中的宽度窄的空间中传播的电磁波。图5A中的三个箭头示意地表示所传播的电磁波的电场的方向。所传播的电磁波的电场与导电部件110的导电性表面 110a以及波导面122a垂直。
在波导部件122的两侧分别配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体。电磁波在波导部件122的波导面122a与导电部件110的导电性表面110a之间的间隙中传播。图5A是示意图，并未准确地表示电磁波实际形成的电磁场的大小。在波导面122a 上的空间中传播的电磁波(电磁场)的一部分也可以从根据波导面122a的宽度划分的空间向外侧(人工磁导体存在的一侧)横向扩展。在该例子中，电磁波在与图5A 的纸面垂直的方向(Y方向)上传播。这样的波导部件122无需在Y方向上直线地延伸，能够具有未图示的弯曲部和/或分支部。由于电磁波沿着波导部件122的波导面 122a传播，因此传播方向在弯曲部发生变化，传播方向在分支部分支为多个方向。
在图5A的波导结构中，在所传播的电磁波的两侧并不存在中空波导管中必不可少的金属壁(电壁)。因此，在该例子中的波导结构中，所传播的电磁波形成的电磁场模式的边界条件不包含“因金属壁(电壁)产生的约束条件”，波导面122a的宽度 (X方向的大小)小于电磁波的波长的一半。
图5B为了参考而示意地表示中空波导管130的截面。在图5B中用箭头示意地表示形成于中空波导管130的内部空间132的电磁场模式(TE10)的电场的方向。箭头的长度与电场的强度对应。中空波导管130的内部空间132的宽度必须设定为比波长的一半宽。即，中空波导管130的内部空间132的宽度无法设定为小于所传播的电磁波的波长的一半。
图5C是表示在导电部件120上设置有两个波导部件122的实施方式的剖视图。在这样相邻的两个波导部件122之间配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体。更准确地说，在各波导部件122的两侧配置有由多个导电性杆124形成的人工磁导体，能够实现各波导部件122独立地传播电磁波。
图5D为了参考而示意地表示并排配置有两个中空波导管130的波导装置的截面。两个中空波导管130相互电绝缘。电磁波传播的空间的周围需要用构成中空波导管 130的金属壁覆盖。因此，无法将电磁波传播的内部空间132的间隔缩短成比两张金属壁的厚度的总和短。两张金属壁的厚度的总和通常比所传播的电磁波的波长的一半长。因此，很难将中空波导管130的排列间隔(中心间隔)设成比所传播的电磁波的波长短。尤其在处理电磁波的波长为10mm以下的毫米波段或10mm以下的波长的电磁波的情况下，很难形成足够薄于波长的金属壁。因此，在商业方面很难以实际的成本来实现。
与此相对，具有人工磁导体的波导装置100能够容易地实现使波导部件122靠近的结构。因此，能够适用于向多个天线元件靠近地配置的阵列天线供电。
为了将具有上述结构的波导装置与装设有MMIC的装配基板连接，并进行高频信号的交换，需要高效地将MMIC的端子与波导装置的波导耦合。
如上文所述，在像毫米波频带那样的超过30GHz的频率区域中，在微带线路中传播时的电介质损失变大。即使如此，以往将MMIC的端子与设置在装配基板上的微带线路连接。在波导装置的波导本身不是微带线路，而是通过中空波导管来实现的情况下也同样。即，进行在MMIC的端子与中空波导管之间存在微带线路的连接。
图6A是表示毫米波MMIC(毫米波IC)2的背面的端子的配置(销配置)的例子的平面图。毫米波IC2例如是生成并处理大约76GHz频段的高频信号的微波集成电路元件。在图示的毫米波IC2的背面，多个端子20呈行状以及列状排列。这些端子20 包括第一天线输入输出端子20a以及第二天线输入输出端子20b。在图示的例子中，第一天线输入输出端子20a作为信号端子起作用，第二天线输入输出端子20b作为接地端子起作用。多个端子20中的除了天线输入输出端子20a、20b以外的端子例如是电源端子、控制信号端子以及信号输入输出端子。
在后述的实施方式1中，利用包括一个第一天线输入输出端子20a以及一个第二天线输入输出端子20b的端子群20A。在实施方式2中，利用包括一个第一天线输入输出端子20a以及两个第二天线输入输出端子20b的端子群20B。在实施方式3中，利用包括两个第一天线输入输出端子20a的端子群20C。在实施方式3中，端子群20C 设定成不包括分别与两个第一天线输入输出端子20相邻的两个第二天线输入输出端子20b。
图6B是示意地表示用于将图6A所示的天线输入输出端子20a、20b向比毫米波 IC2的覆盖区靠外侧的区域引出的布线图案40的例子的平面图。这样的布线图案40 形成在未图示的电介质基板上，以往通过微带线路与波导装置的波导管连接。在图 6B所示的例子中，借助端子群20A以及20B，能够通过毫米波IC2的天线输入输出端子20a、20b输入或者输出两信道的毫米波信号，借助端子群20C，能够通过毫米波 IC2的天线输入输出端子20a输入或者输出一信道的毫米波信号。另外，在该例子中，毫米波IC2的端子20与电介质基板上的布线图案40直接连接，但是也可以通过键合引线进行端子20与布线图案40的连接。
当毫米波等频率高的高频信号在布线图案40以及微带线路中传播时，产生因电介质基板导致的较大的损失。例如在大约76GHz频段的毫米波在微带线路中传播时，有可能因电介质损失导致每1mm线路长产生大约0.4dB的衰减。如此一来，在现有技术中，由于在MMIC与波导装置之间存在微带线路等布线，在毫米波频带产生较大的电介质损失。
若采用以下说明的新型的连接结构，则能够大幅度抑制上述损失的发生。
图7A是表示本公开中的微波模块1000的概略的整体结构的例子的平面示意图。微波模块1000具有毫米波IC2、电路板4以及波导装置100。
在图6A以及图6B中示出的毫米波IC2的端子20与电路板4相向。
电路板4为所谓的双面基板，在电路板4的双面设置有布线图案40。一面的布线图案与另一面的布线图案例如通过填充有导电膏的通道而电连接。在后述的实施方式1以及2中，一面的布线图案与毫米波IC2的第一天线输入输出端子20a以及第二天线输入输出端子20b电连接。另一面的布线图案40与波导装置100的波导部件电连接。由此，波导部件与毫米波IC2的第一天线输入输出端子20a以及第二天线输入输出端子20b连接。在后述的实施方式3中，一面的布线图案与毫米波IC2的第一天线输入输出端子20a电连接，另一面的布线图案40与波导装置100的波导部件电连接。由此，波导部件和毫米波IC2的第一天线输入输出端子20a连接。
在本说明书中，图7A所示的波导装置100具备局部如图5C所示那样的两个波导部件。两个布线图案40分别借助焊球等分别与两个波导部件连接。波导装置100的两个波导部件的配置在后文详细叙述。
如参照图1～图4等说明的那样，波导装置100具有相向的第一导电部件110以及第二导电部件120。电路板4插入第一导电部件110以及第二导电部件120之间，电路板4上的两个布线图案40与两个波导部件连接。在图7A中、毫米波IC2配置于电路板4的上侧，波导装置100的波导部件配置于电路板4的下侧。
电路板4还向毫米波IC2供给需要的电源、信号。电路板4既可以是环氧树脂、聚酰亚胺树脂、作为高频基板原材料的氟树脂等具有刚性的基板，也可以是具有柔软性的柔性基板。图7A所示的电路板4是柔性印刷布线基板(FPC)的一部分。从电路板4延伸出具有柔软性的布线部4b。
图7B是表示微波模块1000的其他实施方式的平面示意图。与图7A相同，在图 7B的例子中，电路板4也插入波导装置100的第一导电部件110以及第二导电部件 120之间。在图7B中，毫米波IC2配置于电路板4的下侧，波导装置100的波导部件也配置于电路板4的下侧。以下，有时将这样的结构称作“图7B的第一结构”。
电路板4在一面具有布线图案40。布线图案40的一端与毫米波IC2的第一天线输入输出端子20a以及第二天线输入输出端子20b电连接，布线图案40的另一端与波导装置100的波导部件电连接。布线部4b等电路板4的其他结构与图7A的例子相同，省略说明。
另外，图7B的结构只要布线图案40的双方的端部存在于一面即可。双方的端部之间的布线也可以穿过另一面。以下，有时将这样的结构称作“图7B的第二结构”。
图7C是表示微波模块1000的另一其他实施方式的平面示意图。在图示的微波模块1000中，毫米波IC2装配在装配基板1上。毫米波IC2的第一天线输入输出端子 20a以及第二天线输入输出端子20b利用键合引线与波导装置100的波导部件连接。
图7A～图7C只是表示本公开的实施方式的例子，本公开并不限定于该例子。另外，以下主要以图7A的结构为例进行说明。另外，图7B的第一结构以及第二结构分别在图17B以及图17C中示出。
以下，对本公开所涉及的、包括波导装置的波导装置模块以及其应用例进行说明。
本公开所涉及的波导装置模块的上述的波导部件(所谓的脊形波导)分支，布线图案与分支的各波导部件上的位置连接。各布线图案的另一端与毫米波IC的各天线输入输出端子连接。若从毫米波IC的各天线输入输出端子输出高频信号，则在波导部件的各连接点和相向的第一导电部件之间产生高频电磁场(电磁波)，在脊形波导中传播。本申请实用新型人以如下方式进行调整：对于传播相互相反的相位的电磁波的多个波导，调整到其合流点(分支点)的长度，在电磁波之间进一步产生180度的相位差。由此，在合流点处各电磁波为相同相位，能够使彼此增强的电磁波进一步沿波导部件传播。
(实施方式1)
图8A表示本实施方式所涉及的波导装置100的波导部件122的形状以及具有布线图案40S以及40G的电路板4。图8B是沿图8A的A-A’线的剖视图。
如图8A以及图8B所示，布线图案40S的一端在位置Sr处与波导部件122连接，另一端与毫米波IC2的第一天线输入输出端子20a连接。布线图案40G也同样，其一端在位置Gr处与波导部件122连接，另一端与毫米波IC2的第二天线输入输出端子 20b连接。在位置Sr以及Gr处布线图案40S以及40G通过例如锡焊等与波导部件122 连接。
在本说明书中，将波导装置100和与波导装置100的波导部件122连接的一个或者多个布线图案称作“波导装置模块”。波导装置模块不包括毫米波IC2。
在本实施方式中，毫米波IC2的第一天线输入输出端子(也记作“S端子”)20a 以及第二天线输入输出端子(也记作“G端子”)20b是不平衡(UnBalance)型的信号端子。“不平衡型”指的是与施加于毫米波IC2的S端子20a的能动的信号对应地在G端子20b感应出与该信号相反的相位的信号的性质。
以下，首先说明本实施方式所涉及的波导部件122的形状等，然后说明基于毫米波IC2的高频电磁场(电磁波)的生成原理。
图9主要示出波导部件122的形状。如参照例如图1至图4说明的那样，波导部件122沿第一导电部件110(图1～图4等)的导电性表面110a延伸，并具有导电性的波导面122a。在波导面122a和导电性表面110a之间形成有波导。
本实施方式的波导部件122具有分支的形状。即，波导部件122具有：干部122T、从干部122T的+Y侧的端部122M进一步向+Y方向延伸的第一梢部122S；以及向-X 方向延伸的第二梢部122G。干部122T与导电性表面110a之间、第一梢部122S与导电性表面110a之间以及第二梢部122G与导电性表面110a之间的空间均作为波导起作用。以下，将通过干部122T和导电性表面110a形成的波导记作“干部波导WT”，将通过第一梢部122S和导电性表面110a形成的波导记作“梢部波导WS”、将通过第二梢部122G和导电性表面110a形成的波导记作“梢部波导WG”。在图9中，与干部 122T、第一梢部122S以及第二梢部122G一起示出“WT、“WS”、“WG”。
由于干部122T以及第一梢部122S呈直线状，因此干部波导WT以及梢部波导WS 也呈直线状。另一方面，第二梢部122G在向-X方向延伸后弯曲，而向+Y方向延伸。因此，梢部波导WG也沿第二梢部122G弯曲。
从干部122T的+Y侧的端部122M至连接有布线图案40S的位置Sr的距离和从干部122T的+Y侧的端部122M至连接有布线图案40G的位置Gr的距离不同。该距离的差表现为梢部波导WS的长度与到达位置Gr的梢部波导WG的长度的差。
再次参照图8A。
毫米波IC2向S端子20a施加高频电压信号。如此，高频电压信号的振幅的变化经由布线图案40S出现在位置Sr。其结果是，在梢部波导WS产生Z方向的高频电场，而且与高频电场对应地感应出高频磁场。感应出的高频电场以及高频磁场作为高频电磁波(电磁波)在梢部波导WS中向-Y方向传播。
另一方面，若向毫米波IC2的S端子20a施加高频电压信号，则借助该高频电压信号在G端子20b感应出振幅与该高频电压信号相同，且具有与该高频电压信号的相位相反的相位的电压的高频电压信号。直接地说，与高频电压信号的相位“相反的相位”指的是与高频电压信号的相位偏离180度的相位。在将施加于时刻t的S端子 20a的高频电压信号表示为+a(t)时，在G端子20b感应出表示为-a(t)的高频电压信号。如此，在G端子20b感应出的高频电压信号的振幅的变化经由布线图案40G 出现在位置Gr。其结果是，按照相同的原理在梢部波导WG也感应出高频电场以及高频磁场。在位置Gr产生的电磁波的相位与在位置Sr产生的电磁波的相位偏离180 度。感应出的高频电场以及高频磁场作为高频电磁波(电磁波)在梢部波导WG中向 -Y方向传播，然后，沿弯曲的第二梢部122G向+Y方向传播。
分别在梢部波导WS以及梢部波导WG中传播的电磁波在干部122T的+Y侧的端部 122M处合流。本申请实用新型人以在合流的端部122M处分别在梢部波导WS以及梢部波导WG中传播的电磁波的相位一致的方式调整梢部波导WS以及梢部波导WG的长度。
在本实施方式中，梢部波导WS以及梢部波导WG的长度以如下方式设定：在从位置Sr至端部122M的梢部波导WS中传播的电磁波(第一电磁波)的相位的变化量和在从位置Gr至端部122M的梢部波导WG中传播的电磁波(第二电磁波)的相位的变化量的差具有180度的奇数倍的关系。理由是因为如上所述在位置Gr产生的第二电磁波的相位和在位置Sr产生的第一电磁波的相位偏离180度。如此，通过调整梢部波导WS以及梢部波导WG的长度，在端部122M处整合两个电磁波的相位。合流后的电磁波相互增强在干部波导WT中向-Y方向传播。例如，若将在位置Sr产生的电磁波的在某相位的信号电平设为+1，则在位置Gr产生的电磁波的信号电平为-1。也就是说，两者的振幅相同且相位偏离180度。通过将两个电磁波的相位在端部122M处整合从而使两者合流，合流后的电磁波的振幅为2。
上述的180度的奇数倍的相位差是典型例，也能够允许不同的相位差。在实际的产品中，由于制造的偏差等梢部波导WS以及梢部波导WG的长度有可能产生误差。其结果是，在端部122M处两个电磁波的相位可能不一致(存在相位差)。在实际使用上根据用途该相位差存在固定的允许范围。在例如后述的车载雷达系统中，能够允许± 60度左右的相位差。若举具体例子，在梢部波导WS的位置Sr产生的电磁波的在某相位的信号电平为+1，在梢部波导WG的位置Gr产生的电磁波的信号电平为-1的情况下，合流后的电磁波的振幅为从2至1.5的范围的值。如果是这样的振幅的范围，则车载雷达系统在实际使用上充分发挥作用。并且在其它系统中，也存在如果合流后的电磁波的振幅为从2至1的范围的值，则能够充分发挥作用的情况。在这种情况下，也能够允许至例如±90度的相位差。
上述的允许范围和波长的关系如下所述。将欲在波导中传播的电磁波的波长设为λg。在相位差在±60度的范围内的情况下，梢部波导WS以及梢部波导WG的长度的差为(λg/2)的奇数倍±(λg/6)以下。在相位差在±90度的范围内的情况下，该长度的差为(λg/2)的奇数倍±(λg/4)以下。
允许的误差的大小可以由在将多个梢部波导统合为一个波导的情况下的电磁波的信号电平确定。例如，在施加于毫米波IC2的S端子20a的高频电压信号的信号电平为+1时，如果在各波导的合流点的信号电平为例如+1以上，则可以说作为合适的波导装置起作用。在这样的情况下，在合流点中多个电磁波的相位也可以不一致，可以允许产生的相位差。另外，在各波导的合流点的信号电平为+1以上的情况是一例。也可以存在考虑衰减等而低于+1的情况。
图10a和图10b是用于说明分别在梢部波导WS以及梢部波导WG中传播的各电磁波的相位的差的图。为了说明的方便，示出在梢部波导WS中传播的第一电磁波的相位和在梢部波导WG中传播的第二电磁波的相位的差为180度的奇数倍的典型例。
图10a表示在梢部波导WS中传播的电磁波的传播长度与相位的变化量。图10b 表示在梢部波导WG中传播的电磁波的传播长度和相位的变化量。在图10a的例子中，在梢部波导WS中传播的电磁波在从位置Sr至干部122T的+Y侧的端部122M的波导中前进。在(b)的例子中，在梢部波导GS中传播的电磁波在从位置Gr至干部122T 的+Y侧的端部122M的波导中前进。由于梢部波导WG比梢部波导WS长，因此在梢部波导WG中传播的电磁波的相位变化量大于在梢部波导WS中传播的电磁波的相位变化量。
关注(b)。将在梢部波导WG上传播的电磁波前进与梢部波导WS的波导长度对应的长度时的相位变化量设为θ1。而且，然后将进一步前进ΔL的波导长度，到达端部 122M时的相位变化量作为θ2。如果将Δθ定义为Δθ＝θ2－θ1，则在本实施方式的典型例中成立下式。
Δθ＝180度×(2n－1)但n为正整数
也就是说，在梢部波导WS以及梢部波导WG中传播相同频率的电磁波时，梢部波导WS以及梢部波导WG具有两个电磁波的相位的变化量的差为180度的奇数倍的关系。180度的奇数倍与传播的电磁波的半波长的奇数倍含义相同。因此，在将欲在波导中传播的电磁波的波长设为λg时，ΔL能够表达为ΔL＝(λg/2)x(2n－1)，n 作为正整数。如果以满足上述条件的方式使梢部波导WG的长度比梢部波导WS延长Δ L，则能够使在干部122T的+Y侧的端部122M处分别在梢部波导WS以及梢部波导WG 中传播来的电磁波的相位整合。
例如，在图8A所示的例子中，梢部波导WG比梢部波导WS长相当于两个导电性杆124的宽度以及两个导电性杆124的间隔的量。如果将导电性杆124的宽度以及导电性杆124的间隔都设为λm/8，则为ΔL＝λm/2(半波长)，产生180度相位的变化量的差。因此满足上述的条件。
另外，在本实施方式中，说明了梢部波导WG比梢部波导WS长，但是这是一例。也可以将两者调换，梢部波导WS比梢部波导WG长ΔL。
参照图9。在第一梢部122S以及第二梢部122G的+Y侧的端部分别设置有扼流结构50S以及50G。扼流结构50S由第一梢部122S的端部和位于其顶端的+Y方向的多个导电性杆124构成。扼流结构50G由第二梢部122G的端部和位于其顶端的+Y方向的多个导电性杆124构成。
扼流结构50S以及50G抑制电磁波从梢部波导WS以及梢部波导WG的端部泄漏，从而高效地传播电磁波。梢部波导WS以及梢部波导WG内的电磁波也进入扼流结构 50S以及50G，但是能够在入射波和反射波之间施加大约180度的相位差。由此，能够抑制电磁波从端部泄漏。
(实施方式2)
图11表示本实施方式所涉及的波导装置100的波导部件122的形状，以及具有布线图案40S、40G1以及40G2的电路板4。另外，沿图11中的B－B’线的截面与图 8B所示的例子相同。
在实施方式1中，对与具有两个天线输入输出端子20a以及20b的毫米波IC2 连接的波导装置模块进行了说明。本实施方式所涉及的波导装置模块优选与具有三个天线输入输出端子的毫米波IC2连接。三个天线输入输出端子是一个S端子20a和两个G端子20b。
如图11所示，波导装置100的波导部件122分支为三个梢部。三个布线图案40S、 40G1以及40G2各自的一端与三个梢部连接。三个布线图案各自的另一端与毫米波IC2 的一个S端子20a和两个G端子20b连接。以下为了方便，将图面上侧(-X侧)的G 端子20b记作“G1端子20b”，将下侧(+X侧)的G端子20b记作“G2端子20b”。以下，详细说明。
如图11所示，布线图案40S的一端在位置Sr处与波导部件122连接，另一端与毫米波IC2的S端子20a连接。布线图案40G1的一端在位置Gr1处与波导部件122 连接，另一端与毫米波IC2的G1端子20b连接。而且布线图案40G2的一端在位置 Gr2处与波导部件122连接，另一端与毫米波IC2的G2端子20b连接。在各位置Sr、 Gr1以及Gr2处布线图案40S、40G1以及40G2例如通过锡焊等与波导部件122连接。
与实施方式1相同，在本实施方式中，毫米波IC2的S端子20a、G1端子20b 以及G2端子20b是不平衡(UnBalance)型的信号端子。与施加于毫米波IC2的S 端子20a的能动的信号对应，在G1以及G2端子20b感应出与该信号相反的相位的信号。G端子与毫米波IC2的接地连接。在后文叙述中更加详细地说明。
图12主要表示波导部件122的形状。波导部件122沿第一导电部件110(图1～图4等)的导电性表面110a延伸，并具有导电性的波导面122a。在波导面122a和导电性表面110a之间形成有波导。
本实施方式的波导部件122具有从干部122T的+Y侧的端部122M分支为三个的形状。即，波导部件122具有：干部122T；从端部122M进一步向+Y方向延伸的第一梢部122S；从端部122M向-X方向延伸的第二梢部122G1；以及从端部122M向+X方向延伸的第三梢部122G2。
在干部122T和导电性表面110a之间、第一梢部122S和导电性表面110a之间、第二梢部122G1和导电性表面110a之间以及第三梢部122G2和导电性表面110a之间的空间均作为波导起作用。
以下，将由干部122T和导电性表面110a形成的波导记作“干部波导WT”，将由第一梢部122S和导电性表面110a形成的波导记作“梢部波导WS”，将由第二梢部 122G1和导电性表面110a形成的波导记作“梢部波导WG1”，将由第三梢部122G2和导电性表面110a形成的波导记作“梢部波导WG2”。在图11中，与干部122T、第一梢部122S、第二梢部122G1以及第三梢部122G2一起示出“WT”、“WS”、“WG1”、“WG2”。
由于干部122T以及第一梢部122S呈直线状，因此干部波导WT以及梢部波导WS 也呈直线状。另一方面，第二梢部122G1向-X方向延伸后弯曲而向+Y方向延伸。并且第三梢部122G2向+X方向延伸后弯曲而向+Y方向延伸。因此，梢部波导WG1以及 WG2也沿第二梢部122G1以及第三梢部122G2弯曲。另外，在本实施方式中，在图示的范围中，波导部件122的形状呈以直线状配置的干部122T以及第一梢部122S为对称轴对称。
再次参照图11。
在毫米波IC2向S端子20a施加高频电压信号时，在梢部波导WS产生高频电磁场(电磁波)，向-Y方向传播。由于详细情况如在实施方式1中说明的那样，因此在此引用实施方式1的说明，省略再次记载。
另一方面，若向毫米波IC2的S端子20a施加高频电压信号，则借助该高频电压信号分别在G1以及G2端子20b感应出振幅为该高频电压信号的一半且具有与其相位相反的相位的电压的高频电压信号。这是因为感应出消除施加于S端子20a的高频电压信号的信号。具体而言，若将施加于S端子20a的高频电压信号在某相位的信号电平设为+1，则在两个G1以及G2端子20b分别感应出-0.5的高频电压信号。
通过在与G1端子20b连接的第二梢部122G1的位置Gr1以及与G2端子20b连接的第三梢部122G2的位置Gr2感应出的高频电压信号，在各位置产生高频电磁场(电磁波)。若将在位置Sr产生的电磁波的信号电平表述为+1，则分别在位置Gr1以及 Gr2产生的电磁波的信号电平为-0.5。与实施方式1相同，在本实施方式中，在位置 Gr1以及Gr2产生的电磁波的相位也与在位置Sr产生的电磁波的相位偏离180度。在位置Gr1以及Gr2处产生的各电磁波在梢部波导WG1以及WG2中向-Y方向传播。然后，在梢部波导WG1中电磁波沿弯曲的第二梢部122G1向+X方向传播，在梢部波导WG2中电磁波沿弯曲的第二梢部122G2向-X方向传播。
分别在梢部波导WS、WG1以及WG2中传播的电磁波在干部122T的+Y侧的端部122M 合流。在本实施方式中，典型地，以分别在梢部波导WS以及梢部波导WG1中传播的电磁波的相位在合流的端部122M处一致的方式调整梢部波导WS以及梢部波导WG1 的长度。该方法与实施方式1相同。并且，由于波导部件122的X轴方向的形状对称，因此也调整梢部波导WG2的长度，使其形成为与梢部波导WG1相同的长度。
另外，在图示的范围内，波导部件122的X轴方向的形状呈以干部122T以及第一梢部122S为对称轴对称的情况是一个例子并非必须。只要满足以下的条件，则波导部件122的形状也可不以干部122T以及第一梢部122S为对称轴对称。在不对称的情况下或者位置Gr1以及Gr2在Y方向上不同的情况下，从位置Gr1以及Gr2至端部 122M的梢部波导WG1以及WG2的长度不同。长度的差典型地是180度的偶数倍，但是只要在180度的偶数倍±90度的范围内即可。
首先，梢部波导WS以及梢部波导WG1的长度具有以下关系：在梢部波导WS中传播的电磁波的相位变化量和在梢部波导WG1中传播的电磁波的相位变化量的差为180 度的奇数倍。而且同时，梢部波导WS以及梢部波导WG2的长度具有以下关系：在梢部波导WS中传播的电磁波的相位变化量和在梢部波导WG2中传播的电磁波的相位变化量的差为180度的奇数倍。此时，与“奇数倍”对应的两者的值也可以不同。可以说梢部波导WG1以及梢部波导WG2具有以下关系即可：在各梢部波导WG1以及WG2 中传播的电磁波的相位变化量的差为180度的偶数倍或者360度的整数倍。只要满足该条件，合流后的电磁波的信号放大为在位置Sr处产生的电磁波的信号的两倍。
与实施方式1所涉及的例子相同，在本实施方式的例子中，上述的“与相位变化量的差为180度的奇数倍”并非必须。由于在梢部波导WS、梢部波导WG1以及WG2 的长度方面存在误差，因此在端部122M处合流的三个电磁波的相位有可能不一致。然而，只要相位差在与用途相应的允许范围内就没有问题。允许范围内的相位差的例子在±60度左右至±90度左右的范围。
另外，如图11所示，在本实施方式中，在各梢部波导WS、WG1以及WG2的+Y侧的端部周边也分别设置有扼流结构50S、50G1以及50G2。各扼流结构由第一梢部122S、第二梢部122G1以及122G2的各端部和位于其顶端的+Y方向的多个导电性杆124构成。通过设置这些扼流结构，抑制电磁波从梢部波导WS以及梢部波导WG的端部泄漏，能够更加高效地传播电磁波。详细情况如在实施方式1中说明的那样。
(实施方式3)
图13A表示本实施方式所涉及的波导装置100的波导部件122的形状以及具有两个布线图案40S1以及40S2的电路板4。图13B是沿图13A中的C－C’线的剖视图。
本实施方式所涉及的波导装置模块优选用于与具有四个天线输入输出端子的毫米波IC2的连接。四个天线输入输出端子是两个S端子20a和两个G端子20b。但是在本实施方式中，两个G端子20b不与波导部件122连接。以下为了方便，将图面上侧(-X侧)的S端子20a记作“S1端子20a”，将下侧(+X侧)的S端子20a记作“S2 端子20a”。
如图13A所示，从-Y侧朝向+Y侧观察时，波导装置100的波导部件122在端部 122SC处分支为两个梢部。在两个梢部连接有两个布线图案40S1以及40S2。布线图案40S1的一端在位置Sr1处与波导部件122连接，另一端与毫米波IC2的S1端子 20a连接。布线图案40S2的一端在位置Sr2处与波导部件122连接，另一端与毫米波IC2的S2端子20a连接。在各位置Sr1以及Sr2处布线图案40S1以及40S2例如通过锡焊等与波导部件122连接。
在本实施方式中，毫米波IC2的S1以及S2端子20a是平衡型的信号端子。分别向S1以及S2端子20a能动地输入输出振幅相同且极性颠倒的信号。“极性颠倒”指的是相位差是180度，或者具有其奇数倍的相位差。为了表达这样的性质，例如能够将S1端子20A表述为“+S端子”，将S2端子20a表述为“-S端子”。
另外，图13A所示的电路板4的大小是一例。如果能够设置布线图案40S1以及 40S2，则电路板4的大小是任意的。例如既可以比电路板4的X轴方向的宽度短，也可以比电路板4的X轴方向的宽度长。
以下，首先对本实施方式所涉及的波导部件122的形状等进行说明，然后，对基于毫米波IC2的高频电磁场(电磁波)的生成原理进行说明。
图14主要表示波导部件122的形状。例如如参照图1至图4说明的那样，波导部件122沿第一导电部件110(图1～图4等)的导电性表面110a延伸，并具有导电性的波导面122a。在波导面122a和导电性表面110a之间形成有波导。
本实施方式的波导部件122具有分支为两个的形状。即，波导部件122具有：干部122T；从干部122T的+Y侧的端部122SC向-X方向延伸的第一梢部122S-1；从端部122SC向+Y方向延伸的第二梢部122S-2。
干部122T与导电性表面110a之间、第一梢部122S-1与导电性表面110a之间以及第二梢部122S-2与导电性表面110a之间的空间作为波导起作用。
以下，将通过干部122T和导电性表面110a形成的波导记作“干部波导WT”，将分别通过第一梢部122S-1以及第二梢部122S-2形成的波导记作“梢部波导WS1”以及“梢部波导WS2”。在图14中，示出了表示与波导部件122的各位置对应地形成的各波导的位置的“WT”、“WS1”、“WS2”。
图14所示的波导部件122的第一梢部122S-1具有直线部分和弯曲部分。因此，梢部波导WS1也具有直线部分以及弯曲部分。另外，在本实施方式中，干部波导WT 呈直线形状，但是干部波导WT的形状以及配置可以由本领域技术人员根据波导装置 100的尺寸、与干部波导WT连接的其他波导的配置等各种要因任意确定。
在此，关注梢部波导WS1以及WS2。毫米波IC2的S1(+S)端子20a经由布线图案40S1与第一梢部122S-1的位置Sr1连接。并且，毫米波IC2的S2(-S)端子20a 经由布线图案40S2与第二梢部122S-2的位置Sr2连接。如上所述，分别向S1以及S2端子20a能动地输入输出振幅相同且极性颠倒的信号。其结果是，在位置Sr1以及Sr2产生频率相同且相位偏离180度的电磁波。两个电磁波分别向作为干部122T 的+Y侧的端部的位置122SC的方向传播，在位置122SC处合流。
在本实施方式中，也以分别在梢部波导WS1以及WS2中传播的电磁波的相位在合流的位置122SC处一致的方式调整梢部波导WS1以及WS2的长度。由于该方法与实施方式1相同，因此在此引用实施方式1的说明，省略再次记载。另外，虽然也引用图 10a和图10b以及其说明，但是图10a以及图10b所示的“梢部波导WS”以及“梢部波导WG”分别替换为“梢部波导WS2”以及“梢部波导WS1”即可。其结果是，分别在梢部波导WS1以及WS2中传播来的电磁波在位置122SC处放大为两倍，沿干部波导 WT向干部波导WT的-Y方向传播。
与实施方式1以及2相同，在多个梢部波导中传播来的电磁波在端部122M的位置处合流时，只要在与用途相应的允许范围内，则也可以存在电磁波之间的相位差。允许范围内的相位差的例子在±60度左右至±90度左右的范围。
以下，对上述的实施方式1～3的变形例进行说明。虽然说明实施方式1的变形例，但是如果是本领域技术人员，则同样能够适用于实施方式2以及3。
图15表示与电路板4的-Z侧的面相向地设置有毫米波IC2以及波导部件122的第一变形例。图15的结构是图8B所示的结构的变形例，与上述的图7B的第一结构对应。
在图15中，毫米波IC2以及波导部件122配置于电路板4的同一侧，因此布线图案40S仅设置于电路板4的-Z侧的面。在图8B中，毫米波IC2配置于电路板4的 +Z侧，波导部件122配置于电路板4的-Z侧。因此，布线图案40S跨越电路板4的 +Z侧以及-Z侧双方。
在采用图15那样的结构的情况下，只要通过实施方式1中说明的方法调整形成于波导部件122与第一导电部件110之间的波导群的长度，就能够获得相同的效果。另外，毫米波IC2配置在具有将导体薄板作为支承体的托盘60上。
图16表示与电路板4的-Z侧的面相向地设置有毫米波IC2以及波导部件122的第二变形例。图15的结构是图8B所示的结构的变形例，与上述的图7B的第二结构对应。
在图16的变形例中，布线图案40S双方的端部配置于电路板4的-Z侧的面，但是双方的端部之间的布线通过电路板4的+Z侧的面。根据这样的变形例，本领域技术人员可以理解能够灵活地确定电路板4和波导部件122的配置、电路板4和毫米波 IC2的配置。另外，对于布线图案40以外的结构，第二变形例与第一变形例相同。
接下来，对追加了人工磁导体的变形例进行说明。
图17A是表示在图8B的结构的+Z侧追加了人工磁导体101的例子的剖视图。在图17A中示出配置于第一导电部件110、毫米波IC2、电路板4等的上部(+Z方向) 的具有导电性杆124’的人工磁导体101。各导电性杆124’的-Z侧的顶端部不与第一导电部件110、毫米波IC2等接触。由于第一导电部件110以及毫米波IC2的+Z 侧的面的位置可以不同，因此也根据其位置调整各导电性杆124’的长度。并且，例如从各导电性杆124’的基部至毫米波IC2的距离设定为小于λm/2。在此，λm是工作频带中的最高频率的电磁波在自由空间中的波长。另外，各导电性杆124’的长度可以恒定。这是由于即使不调整长度，将毫米波IC2容纳在人工磁导体101与电路板 4之间的间隙中的情形也很少。通过配置具有这样的导电性杆124’的人工磁导体101，能够大幅度减少电磁波从毫米波IC2以及电路板4泄漏。
图17B是示出在图15的结构的+Z侧追加了人工磁导体101的例子的剖视图。并且图17C是在图16的结构的+Z侧追加了人工磁导体101的例子的剖视图。与图17A 的例子相同，在图17B以及图17C的例子中，也能够通过配置人工磁导体101大幅度减少电磁波从毫米波IC2以及电路板4泄漏。
在图17A～图17C中，在电路板4的上方(+Z方向)设置有具有导电性杆124’的人工磁导体101，电路板4与导电性杆124’不接触以及/或者毫米波IC2与导电性杆124’不接触，存在间隙。以下，对用树脂填埋该间隙的例子进行说明。
图18表示设置于毫米波IC2与导电性杆124’或者电路板4与导电性杆124’之间的绝缘树脂160。另外，在图18中示出了在毫米波IC2或者电路板4的上表面(+Z 侧的面)设置有表面导电部件110d的例子。
通过将绝缘树脂160那样的绝缘材料设置在导电性杆124’的顶端部与电路板4 之间或者导电性杆124’的顶端部与毫米波IC2的表面之间，能够防止两者接触。
在此，研究了在杆基部(导电部件120’的导电性表面)与导电层之间的间隔的条件。
导电部件120’的导电性表面与表面导电部件110d之间的间隔L的条件需要满足通过在空气层和绝缘树脂160的层之间传播电磁波从而不成立驻波的条件，即需要满足小于半周期的相位条件。
现在，若将绝缘树脂160的厚度设定为d，将空气层的厚度设定为a，将绝缘树脂160内部的电磁波的波长设定为λε，将空气层的电磁波的波长设定为λ0，则需要成立以下的关系。
(d/(λε/2))+(a/(λ0/2))＜1
另外，在仅在导电性杆124’的顶端部设置绝缘树脂160的情况下，在导电性杆 124’的基部(导电部件120’的导电性表面)与表面导电部件110d之间仅成为空气层。此时，只要导电部件120’的导电性表面与表面导电部件110d之间的间隔小于λ0/2即可。
当绝缘树脂160采用导热率为规定值以上的树脂时，能够使在毫米波IC2中产生的热量传递至导电部件120’。由此，能够提高模块的散热效率。
而且，如图18所示，也可以在导电部件120’的+Z侧的面直接设置散热器170。散热器170既可以由上述的导热率高的树脂形成，也可以使用氮化铝、氮化硅等导热率高的陶瓷部件。由此，能够构成冷却性能高的模块100。散热器170的形状也是任意的。
另外，绝缘树脂160以及散热器170不必像图18所示的那样同时组装。本领域技术人员能够确定是否个别独立地组装。
在上述的实施方式的说明中，例举了在波导部件122上的位置Sr、Sr1、Sr2、 Gr、Gr1、Gr2处锡焊有布线图案40的例子。为了进行锡焊，优选波导部件122的表面形成为适合锡焊的材质、表面状态等。具体而言，优选波导部件122的表面相对于熔融锡焊的亲和性较高。例如，在波导部件122以及第二导电部件120是一体铝压铸成型(压铸)的导电性金属体的情况下，通过经过铸造、表面研磨、清洗、镀镍处理 (也包括表面的活性化处理)、BGA锡焊等工序，能够使波导部件122的表面成为适合锡焊的材质、表面状态。另外，考虑到研磨部分，波导部件122铸造得稍大些。在通过冷锻制造波导部件122的例子中，有时能够省略表面研磨，但是除此之外与铸造的例子相同。作为镀敷处理的一个例子，在波导部件122是铝制品的情况下，只要在进行锡焊的波导部件122的位置以及其附近实施镀镍，来形成不同种类的金属层(镀层)即可。
在上述实施方式的说明中，说明了通过调整多个梢部波导之间的波导长度，使合流点处的电磁波的相位整合的例子。但是，用于使电磁波的相位整合的方法不限定于波导长度的调整。
例如，若变更波导部件的宽度，或者变更形成波导的波导部件与第一导电部件 110之间的间隔，则变更位置处的电磁波的波长局部地变化。波长的变化与相位的变化直接对应。因此，通过变更波导部件的宽度，以及/或者变更形成波导的波导部件与第一导电部件110之间的间隔，能够调整相位的变化量。这些变更意味着发生波导的电感或者电容的变动。因此，广义上，通过发生波导的电感或者电容的变动的方法，能够根据所要求的特性调整在波导内传播的电磁波的相位。另外，由于各种条件相关联，因此通过局部地变更波导的电感或者电容，波长的长度或者相位如何变化不能一概而论。另外，也可以与调整波导长组合，将波导的电感或者电容的变更用于对相位的变化量进行微调整。
接下来，对上述各实施方式的应用例进行说明。例举使用毫米波IC2向自由空间发射电波的情况的例子。如上所述，向一个波导部件传播通过施加在毫米波IC2的S 端子20a上的高频信号产生的高频电磁波信号、以及合成了与该高频信号相位相反且在G端子20b感应出的电磁波的高频电磁波信号。以下对存在多个波导部件的结构进行说明，但是在各波导部件中传播在使用一个或者两个S端子20a以及一个或者两个 G端子20b组时被合成的高频电磁波信号。毫米波IC2也可以具有多个图6A所示的端子群20A、20B、20C。或者，也可以利用分别具有一个以上的端子群20A、20B、20C 的多个毫米波IC2。
＜应用例1＞
以下，对用于将微波模块1000应用于雷达装置的结构进行说明。作为具体例，对组合微波模块1000与发射元件的雷达装置的例子进行说明。
首先，对缝隙阵列天线的结构进行说明。在缝隙阵列天线设置有喇叭，但是喇叭的有无是任意的。
图19是示意地表示具有作为发射元件发挥功能的多个缝隙的缝隙阵列天线300 的结构的一部分的立体图。该缝隙阵列天线300具有：具有二维排列的多个缝隙312 以及多个喇叭314的第一导电部件310；以及排列有多个波导部件322U以及多个导电性杆324U的第二导电部件320。第一导电部件310中的多个缝隙312在第一导电部件310的第一方向(Y方向)以及与第一方向交叉(在该例子中正交)的第二方向 (X方向)上排列。图19为了简化而省略了能够配置于波导部件322U各自的端部或中央的端口以及扼流结构的记载。在本实施方式中，波导部件322U的数量为四个，但是波导部件322U的数量只要是两个以上即可。
图20A是从Z方向观察到的图19所示的20个缝隙被排列成5行4列的缝隙阵列天线300的俯视图。图20B是沿图20A的D-D’线进行剖切的剖视图。该缝隙阵列天线300中的第一导电部件310具有分别与多个缝隙312对应地配置的多个喇叭314。多个喇叭314分别具有包围缝隙312的四个导电壁。通过这样的喇叭314，能够提高指向特性。
在图示的缝隙阵列天线300中层叠有：具有直接与缝隙312耦合的波导部件322U 的第一波导装置350a；以及具有与第一波导装置350a的波导部件322U耦合的其他波导部件322L的第二波导装置350b。第二波导装置350b的其他波导部件322L以及导电性杆324L配置于第三导电部件340上。第二波导装置350b具有与第一波导装置 350a的结构基本相同的结构。
如图20A所示，导电部件310具有在第一方向(Y方向)以及与第一方向正交的第二方向(X方向)上排列的多个缝隙312。多个波导部件322U的波导面322a沿着 Y方向延伸，与多个缝隙312中的在Y方向上排列的四个缝隙相向。在该例子中，导电部件310具有以5行4列排列的20个缝隙312，但是缝隙312的数量并不限定于该例子。各波导部件322U并不限定于与多个缝隙312中的在Y方向上排列的所有缝隙相向的例子，只要与在Y方向上相邻的至少两个缝隙相向即可。相邻的两个波导面 322a的中心间隔设定为例如比波长λo短。通过设成这样的结构，能够避免产生栅瓣。虽然相邻的两个波导面322a的中心间隔越短，越不易出现栅瓣的影响，但是并非优选设成小于λo/2。这是因为需要缩窄导电部件或导电性杆的宽度。
图20C是表示第一波导装置350a中的波导部件322U的平面布局的图。图20D 是表示第二波导装置350b中的波导部件322L的平面布局的图。由这些图可知，第一波导装置350a中的波导部件322U呈直线状延伸，不具有分支部和弯曲部。另一方面，第二波导装置350b中的波导部件322L具有分支部以及弯曲部这两者。第二波导装置 350b中的“第二导电部件320”与“第三导电部件340”的组合相当于第一波导装置 350a中的“第一导电部件310”与“第二导电部件320”的组合。
第一波导装置350a中的波导部件322U穿过第二导电部件320所具有的端口(开口部)345U与第二波导装置350b中的波导部件322L耦合。换句话说，在第二波导装置350b的波导部件322L中传播来的电磁波能够穿过端口345U到达第一波导装置 350a的波导部件322U，并在第一波导装置350a的波导部件322U中传播。此时，各缝隙312作为将在波导中传播来的电磁波朝向空间发射的天线元件发挥功能。相反，若在空间中传播来的电磁波入射到缝隙312，则其电磁波与位于缝隙312的正下方的第一波导装置350a的波导部件322U耦合，并在第一波导装置350a的波导部件322U 中传播。在第一波导装置350a的波导部件322U中传播来的电磁波还能够穿过端口 345U到达第二波导装置350b的波导部件322L，并在第二波导装置350b的波导部件 322L中传播。第二波导装置350b的波导部件322L能够经由第三导电部件340的端口345L与位于外部的模块耦合。
图20D表示微波模块1000中的波导部件122与第三导电部件340的波导部件 322L连接的结构例。如上述，波导部件122的+Y侧的端部与毫米波IC2的端子连接。其结果是，由毫米波IC2生成的信号波在波导部件122上的波导面122a以及波导部件322L上的波导面中传播。
能够将图20A所示的第一导电部件310称作“发射层”。并且，也可以将图20C 所示的第二导电部件320、波导部件322U以及导电性杆324U的整体称作“激振层”，将图20D所示的第三导电部件340、波导部件322L以及导电性杆324L的整体称作“分配层”。并且，也可以将“激振层”和“分配层”统称为“供电层”。“发射层”、“激振层”以及“分配层”能够分别通过对一张金属板进行加工而量产。发射层、激振层、分配层以及设置于分配层的背面侧的电子电路能够作为模块化的一个产品制造。
在该例子中的缝隙阵列天线中，由图20B可知，由于层叠有板状的发射层、激振层以及分配层，因此实现了整体平坦且低轮廓(low profile)的平板天线。例如，能够将具有图20B所示的截面结构的层叠结构体的高度(厚度)设为10mm以下。
在图20D所示的例子中，从波导部件122经由波导部件322L到达第二导电部件 320的各端口345U(参照图20C)的多个波导的各距离全部相等。因此，在波导部件 122的波导面122a中传播并输入至波导部件322L的信号波在相同的相位分别到达配置于第二波导部件322U的Y方向的中央的四个端口345U。其结果是，配置于第二导电部件320上的四个波导部件322U能够在相同的相位被激振。
另外，根据用途，作为天线元件发挥功能的所有缝隙312无需在相同的相位发射电磁波。波导部件322在激振层以及分配层中的网络模式是任意的，并不限定于图示的实施方式。
如图20C所示，在本实施方式中，在多个波导部件322U中的相邻的两个波导面 322a之间只存在有在Y方向上排列的一列导电性杆324U。通过像这样形成，该两个波导面之间成为不仅不包括电壁还不包括磁壁(人工磁导体)的空间。通过这样的结构，能够缩短相邻的两个波导部件322U的间隔。其结果是，也同样能够缩短在X方向上相邻的两个缝隙312的间隔。由此，能够抑制栅瓣的产生。
＜应用例2：车载雷达系统＞
接着，作为利用上述缝隙阵列天线的应用例，对具有缝隙阵列天线的车载雷达系统的一个例子进行说明。用于车载雷达系统的发送波具有例如76千兆赫(GHz)频段的频率，该发送波在自由空间中的波长λo约为4mm。
在汽车的防碰撞系统以及自动运行等安全技术中，识别尤其在本车辆的前方行驶的一个或多个车辆(目标)是必不可少的。作为车辆的识别方法，以往开发出了使用雷达系统估计入射波的方向的技术。
图21表示本车辆500和与本车辆500在相同的车道上行驶的先行车辆502。本车辆500具有包含上述任一实施方式所涉及的阵列天线的车载雷达系统。若本车辆 500的车载雷达系统发射高频的发送信号，则该发送信号到达先行车辆502并被先行车辆502反射，其一部分再回到本车辆500。车载雷达系统接收该信号，计算先行车辆502的位置、到先行车辆502的距离以及速度等。
图22表示本车辆500的车载雷达系统510。车载雷达系统510配置在车内。更具体地说，车载雷达系统510配置在与后视镜的镜面相反的一侧的面。车载雷达系统 510从车内朝向车辆500的行进方向发射高频的发送信号，并接收从行进方向入射的信号。
基于本应用例的车载雷达系统510具有本公开的实施方式中的阵列天线。缝隙阵列天线可以具有相互平行的多个波导部件。在本应用例中，被配置成多个波导部件各自延伸的方向与铅垂方向一致，多个波导部件的排列方向与水平方向一致。因此，能够进一步缩小将多个缝隙从正面观察时的横向的尺寸以及纵向的尺寸。
包括上述的阵列天线的天线装置的尺寸的一例的横×纵×深度为60×30×10mm。可以理解为76GHz频段的毫米波雷达系统的大小非常小。
另外，以往的大多数车载雷达系统设置于车外，例如设置于前车头的顶端部。其理由是，因为车载雷达系统的尺寸较大，很难如本公开那样设置在车内。本应用例所涉及的车载雷达系统510能够如上述那样设置于车内，但是也可以装设于前车头的顶端。由于能够减小在前车头中车载雷达系统所占的区域，因此容易配置其他零件。
根据本应用例，由于能够缩小用于发送天线的多个波导部件(脊部)的间隔，因此也能够缩小与相邻的多个波导部件相向地设置的多个缝隙的间隔。由此，能够抑制栅瓣的影响。例如，在将在横方向上相邻的两个缝隙的中心间隔设置为短于发送波的自由空间波长λo(大约小于4mm)的情况下，栅瓣不在前方产生。即使在使缝隙的中心间隔大于发送波的波长λo的一半的情况下，与一般的车载雷达系统用发送天线相比，也能够缩小相邻的天线元件的间隔。由此，能够抑制栅瓣的影响。另外，若天线元件的排列间隔比电磁波的波长的一半大，则出现栅瓣。但是，如果排列间隔小于波长，则栅瓣不在前方出现。因此，在不进行向从构成阵列天线的各天线元件发射的电波赋予相位差的波束转向的情况下，如果天线元件的配置间隔小于波长，则实质上不会影响栅瓣。通过调整发送天线的阵列因子，能够调整发送天线的指向性。也可以为了能够独立地调整在多个波导部件上传输的电磁波的相位而设置相移器。在这种情况下，为了避免栅瓣的影响，更加优选天线元件的配置间隔小于发送波的自由空间波长λo的一半。通过设置相移器，能够在任意的方向上变更发送天线的指向性。由于相移器的结构是周知的，因此省略其结构的说明。
由于本应用例中的接收天线能够减少接收来源于栅瓣的反射波，因此能够提高以下说明的处理的精度。以下，对接收处理的一个例子进行说明。
图23A示出了车载雷达系统510的阵列天线AA与多个入射波k(k：1～K的整数，以下同。K是存在于不同方位的目标的数量。)之间的关系。阵列天线AA具有呈直线状排列的M个天线元件。由于天线在原理上能够用于发送以及接收这两者，因此阵列天线AA能够包含发送天线以及接收天线这两者。以下，对处理由接收天线接收的入射波的方法的例子进行说明。
阵列天线AA接收从各种角度同时入射的多个入射波。多个入射波中包含从相同的车载雷达系统510的发送天线发射并被目标反射的入射波。并且，多个入射波中还包含从其他车辆发射的直接或间接的入射波。
入射波的入射角度(即，表示入射方向的角度)表示以阵列天线AA的侧面B为基准的角度。入射波的入射角度表示相对于与天线元件组所排列的直线方向垂直的方向的角度。
现在，关注第k个入射波。“第k个入射波”是指，从存在于不同方位的K个目标向阵列天线入射K个入射波时通过入射角θk识别的入射波。
图23B表示接收第k个入射波的阵列天线AA。阵列天线AA所接收的信号能够以算式1的形式表现为具有M个要素的“矢量”。
(算式1)
S＝[s1、s2、……、sM]T
在此，sm(m：1～M的整数，以下相同)是第m个天线元件所接收的信号的值。上标T是指转置。S是列矢量。列矢量S根据由阵列天线的结构确定的方向矢量(称作导向矢量或模式矢量)与目标(还称作波源或信号源)中的表示信号的复矢量的乘积而获得。当波源的个数为K时，从各波源向每个天线元件入射的信号的波呈线性重叠。此时，sm能够以算式2的形式表现。
[算式2]
算式2中的ak、θk以及φk分别为第k个入射波的振幅、入射波的入射角度以及初始相位。λ表示入射波的波长，j是虚数单位。
由算式2可以理解，sm可以表现为由实部(Re)和虚部(Im)构成的复数。
若考虑噪声(内部噪声或热噪声)进一步一般化，则阵列接收信号X能够以算式 3的形式表现。
(算式3)
X＝S+N
N是噪声的矢量表现。
信号处理电路使用算式3所示的阵列接收信号X求出入射波的自相关矩阵Rxx (算式4)，再求出自相关矩阵Rxx的各固有值。
[算式4]
在此，上标H表示复共轭转置(厄米共轭)。
在求出的多个固有值中，具有由热噪声规定的规定值以上的值的固有值(信号空间固有值)的个数与入射波的个数对应。而且，通过计算反射波的入射方向的似然最大(成为最大似然)的角度，能够确定目标的数量以及各目标存在的角度。该处理作为最大似然估计法是公知的。
接着，参照图24。图24是表示基于本公开的车辆行驶控制装置600的基本结构的一个例子的框图。图24所示的车辆行驶控制装置600具有：装配于车辆的雷达系统510；以及与雷达系统510连接的行驶支援电子控制装置520。雷达系统510具有阵列天线AA和雷达信号处理装置530。
阵列天线AA具有多个天线元件，多个天线元件分别响应于一个或多个入射波而输出接收信号。如上所述，阵列天线AA还能够发射高频的毫米波。
在雷达系统510中，阵列天线AA需要安装于车辆。但是，雷达信号处理装置530 的至少一部分功能也可以通过设置于车辆行驶控制装置600的外部(例如本车辆的外部)的计算机550以及数据库552实现。在该情况下，雷达信号处理装置530中的位于车辆内的部分能够始终或随时连接于设置在车辆的外部的计算机550以及数据库 552，以便能够进行信号或数据的双向通信。通信借助车辆所具有的通信设备540以及一般的通信网络进行。
数据库552可以存储规定各种信号处理算法的程序。雷达系统510的动作所需的数据以及程序的内容能够借助通信设备540从外部更新。这样一来，雷达系统510 的至少一部分功能能够在本车辆的外部(包含其他车辆的内部)通过云计算的技术实现。因此，本公开中的“车载”的雷达系统无需所有构成要素装设于车辆。但是，在本申请中，为了简便，只要没有另外说明，对本公开的所有构成要素装设于一台车辆 (本车辆)的方式进行说明。
雷达信号处理装置530具有信号处理电路560。该信号处理电路560从阵列天线 AA直接或间接地接收接收信号，并将接收信号或由接收信号生成的二次信号输入到入射波估计单元AU。由接收信号生成二次信号的电路(未图示)的一部分或全部无需设置于信号处理电路560的内部。这种电路(前处理电路)的一部分或全部也可以设置在阵列天线AA与雷达信号处理装置530之间。
信号处理电路560构成为利用接收信号或二次信号进行运算，并输出表示入射波的个数的信号。在此，“表示入射波的个数的信号”能够称作表示在本车辆的前方行驶的一个或多个先行车辆的数量的信号。
该信号处理电路560构成为进行公知的雷达信号处理装置所执行的各种信号处理即可。例如，信号处理电路560能够构成为执行MUSIC(多重信号分类)法、ESPRIT (旋转不变因子空间法)法以及SAGE(空间交替期望最大化)法等“超分辨率算法” (super resolution method)或分辨率相对低的其他入射方向估计算法。
图24所示的入射波估计单元AU通过任意的入射方向估计算法估计表示入射波的方位的角度，并输出表示估计结果的信号。信号处理电路560利用由入射波估计单元 AU执行的公知算法，估计到入射波的波源即目标的距离、目标的相对速度以及目标的方位，并输出表示估计结果的信号。
本公开中的“信号处理电路”这一术语并不限定于单独的电路，也包括将多个电路的组合概括地理解为一个功能元件的形态。信号处理电路560也可以通过一个或多个片上系统(SoC)实现。例如，信号处理电路560的一部分或全部也可以为可编程逻辑设备(PLD)、即FPGA(Field-Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)。在该情况下，信号处理电路560包含多个运算元件(例如，通用逻辑以及乘法器)以及多个存储元件(例如，查询表或存储模块)。或者，信号处理电路560也可以为通用处理器以及主存储装置的集合。信号处理电路560还可以为包含处理器内核和存储器的电路。这些能够作为信号处理电路560发挥功能。
行驶支援电子控制装置520构成为根据从雷达信号处理装置530输出的各种信号进行车辆的行驶支援。行驶支援电子控制装置520向各种电子控制单元进行指示，以使各种电子控制单元发挥规定的功能。规定的功能例如包括：在到先行车辆的距离(车间距离)比预先设定的值小时发出警报来催促驾驶员进行制动操作的功能；控制制动器的功能；以及控制油门的功能。例如，在进行本车辆的自适应巡航控制的工作模式时，行驶支援电子控制装置520向各种电子控制单元(未图示)以及致动器发送规定的信号，将从本车辆到先行车辆的距离维持在预先设定的值，或者将本车辆的行驶速度维持在预先设定的值。
在基于MUSIC法的情况下，信号处理电路560求出自相关矩阵的各固有值，输出表示这些固有值中比由热噪声规定的规定值(热噪声功率)大的固有值(信号空间固有值)的个数的信号，以作为表示入射波的个数的信号。
接着，参照图25。图25是表示车辆行驶控制装置600的结构的其他例子的框图。图25的车辆行驶控制装置600中的雷达系统510具有：包含接收专用的阵列天线(还称作接收天线)Rx以及发送专用的阵列天线(还称作发送天线)Tx的阵列天线AA；以及物体检测装置570。
发送天线Tx以及接收天线Rx中的至少一方具有上述的波导结构。发送天线Tx 例如发射作为毫米波的发送波。接收专用的接收天线Rx响应于一个或多个入射波(例如毫米波)而输出接收信号。
收发电路580向发送天线Tx发送用于发送波的发送信号，并且进行基于由接收天线Rx接收的接收波的接收信号的“前处理”。前处理的一部分或全部也可以通过雷达信号处理装置530的信号处理电路560执行。收发电路580进行的前处理的典型例子可以包括：由接收信号生成差频信号；以及将模拟形式的接收信号转换为数字形式的接收信号。
另外，基于本公开的雷达系统并不限定于装设在车辆的方式的例子，能够固定于道路或建筑物来使用。
接着，对车辆行驶控制装置600的更具体的结构例进行说明。
图26表示车辆行驶控制装置600的更具体的结构例的框图。图26所示的车辆行驶控制装置600具有雷达系统510和车载摄像头系统700。雷达系统510具有阵列天线AA、与阵列天线AA连接的收发电路580以及信号处理电路560。
车载摄像头系统700具有：装设于车辆的车载摄像头710；以及对通过车载摄像头710获取的图像或影像进行处理的图像处理电路720。
本应用例中的车辆行驶控制装置600具有：与阵列天线AA以及车载摄像头710 连接的物体检测装置570；以及与物体检测装置570连接的行驶支援电子控制装置 520。该物体检测装置570除了包含前述的信号处理装置530(包含信号处理电路560) 之外，还包含收发电路580以及图像处理电路720。物体检测装置570不仅利用通过雷达系统510获得的信息，而且还能够利用通过图像处理电路720获得的信息检测道路上或道路附近的目标。例如，本车辆在同一方向的两条以上车道中的任意一条车道上行驶时，能够通过图像处理电路720判別本车辆行驶的车道是哪条车道，并将该判別的结果提供给信号处理电路560。信号处理电路560在通过规定的入射方向估计算法(例如MUSIC法)识别先行车辆的数量以及方位时，能够通过参照来自图像处理电路720的信息对关于先行车辆的配置提供可靠度更高的信息。
另外，车载摄像头系统700是确定本车辆行驶的车道是哪条车道的构件的一个例子。也可以利用其他构件确定本车辆的车道位置。例如，能够利用超宽带无线技术 (UWB：Ultra Wide Band)确定本车辆在多条车道中的哪条车道上行驶。周知超宽带无线技术能够用作位置测定和/或雷达。若利用超宽带无线技术，则雷达的距离分辨率提高，因此即使在前方存在多台车辆的情况，也能够基于距离的差区别检测各个目标。因此能够精确地确定路肩的护栏或距离中央分离带的距离。各车道的宽度已在各国的法律等中预先规定。利用这些信息，能够确定本车辆在当前行驶中的车道的位置。另外，超宽带无线技术是一个例子。也可以利用基于其他无线的电磁波。并且，也可以将光学雷达(LIDAR：Light Detection and Ranging)与雷达组合而使用。LIDAR 也称作激光雷达。
阵列天线AA能够为通常的车载用毫米波阵列天线。本应用例中的发送天线Tx 向车辆的前方发射毫米波作为发送波。发送波的一部分典型地通过作为先行车辆的目标反射。由此，产生以目标为波源的反射波。反射波的一部分作为入射波到达阵列天线(接收天线)AA。构成阵列天线AA的多个天线元件分别响应于一个或多个入射波而输出接收信号。在作为反射波的波源发挥功能的目标的个数为K个(K为1以上的整数)的情况下，入射波的个数为K个，但入射波的个数K并非已知。
在图24的例子中，雷达系统510还包含阵列天线AA而一体配置于后视镜。但是，阵列天线AA的个数以及位置并不限定于特定的个数以及特定的位置。阵列天线AA 也可以配置于车辆的后面，以便能够检测到位于车辆的后方的目标。并且，还可以在车辆的前面或后面配置多个阵列天线AA。阵列天线AA也可以配置在车辆的室内。即使在采用各天线元件具有上述喇叭的喇叭天线作为阵列天线AA的情况下，具有这种天线元件的阵列天线也能够配置在车辆的室内。
信号处理电路560接收接收信号并进行处理，该接收信号通过接收天线Rx接收并通过收发电路580进行前处理。该处理包括：将接收信号输入至入射波估计单元 AU的情况；或由接收信号生成二次信号并将二次信号输入至入射波估计单元AU的情况。
在图26的例子中，选择电路596被设置在物体检测装置570内，选择电路596 接收从信号处理电路596输出的信号以及从图像处理电路720输出的信号。选择电路 596向行驶支援电子控制装置520提供从信号处理电路560输出的信号以及从图像处理电路720输出的信号中的一方或双方。
图27是表示本应用例中的雷达系统510的更详细的结构例的框图。
如图27所示，阵列天线AA具有：进行毫米波的发送的发送天线Tx；以及接收由目标反射的入射波的接收天线Rx。在图中，发送天线Tx为一个，但也可以设置特性不同的两种以上的发送天线。阵列天线AA具有M个(M为3以上的整数)天线元件111、112、……、11M。多个天线元件111、112、……、11M分别响应于入射波而输出接收信号s1、s2、……、sM(图23B)。
在阵列天线AA中，天线元件111～11M例如隔着固定的间隔呈直线状或面状排列。入射波从角度θ的方向入射至阵列天线AA，该角度θ是入射波与排列有天线元件 111～11M的面的法线形成的角度。因此，入射波的入射方向由该角度θ规定。
当来自一个目标的入射波入射至阵列天线AA时，能够与平面波从相同的角度θ的方位入射至天线元件111～11M的情况近似。当从位于不同方位的K个目标向阵列天线AA入射K个入射波时，能够根据相互不同的角度θ1～θK识别每个入射波。
如图27所示，物体检测装置570包含收发电路580和信号处理电路560。
收发电路580具有三角波生成电路581、VCO(Voltage-Controlled-Oscillator：压控振荡器)582、分配器583、混频器584、滤波器585、开关586、A/D转换器(模拟/数字转换器)587以及控制器588。本应用例中的雷达系统构成为通过FMCW(频率调制连续波)方式进行毫米波的收发，但本公开的雷达系统并不限定于该方式。收发电路580构成为根据来自阵列天线AA的接收信号和用于发送天线Tx的发送信号生成差频信号。
信号处理电路560具有距离检测部533、速度检测部534以及方位检测部536。信号处理电路560构成为对来自收发电路580的A/D转换器587的信号进行处理，并分别输出表示到检测出的目标的距离、目标的相对速度、目标的方位的信号。
首先，对收发电路580的结构以及动作进行详细说明。
三角波生成电路581生成三角波信号并提供给VCO582。VCO582输出发送信号，该发送信号具有根据三角波信号调制的频率。图28示出了根据三角波生成电路581 所生成的信号调制的发送信号的频率变化。该波形的调制宽度为Δf，中心频率为f0。这样被调制频率后的发送信号被提供给分配器583。分配器583将从VCO582获得的发送信号分配给各混频器584以及发送天线Tx。这样一来，发送天线发射具有如图 28所示那样已被调制成三角波状的频率的毫米波。
在图28中除了记载发送信号之外，还记载了基于由单独的先行车辆反射的入射波的接收信号的例子。接收信号相比于发送信号延迟。该延迟同本车辆与先行车辆的距离成比例。并且，接收信号的频率通过多普勒效应与先行车辆的相对速度相应地增减。
若将接收信号与发送信号混合，则根据频率的差异生成差频信号。该差频信号的频率(拍频)在发送信号的频率增加的期间(上行)与发送信号的频率减小的期间(下行)不同。若求各期间的拍频，则根据这些拍频，计算出到目标的距离和目标的相对速度。
图29示出了“上行”期间的拍频fu以及“下行”期间的拍频fd。在图29的图表中，横轴为频率，纵轴为信号强度。这种图表通过进行差频信号的时间-频率转换而获得。若获得拍频fu、fd，则根据公知的算式计算出到目标的距离和目标的相对速度。在本应用例中，能够通过以下说明的结构以及动作求出与阵列天线AA的各天线元件对应的拍频，并根据该拍频估计出目标的位置信息。
在图27所示的例子中，来自与各天线元件111～11M对应的信道Ch1～ChM的接收信号通过放大器放大，并输入到对应的混频器584。各混频器584将发送信号与放大了的接收信号混合。通过该混合而生成对应于接收信号与发送信号之间的频率差的差频信号。生成的差频信号被提供给对应的滤波器585。滤波器585进行信道Ch1～ChM的差频信号的频带限制，并将进行了频带限制的差频信号提供给开关586。
开关586响应于从控制器588输入的采样信号而执行切换。控制器588例如能够由微型计算机构成。控制器588根据存储于ROM(只读存储器)等存储器中的计算机程序控制收发电路580整体。控制器588无需设置于收发电路580的内部，也可以设置在信号处理电路560的内部。即，收发电路580也可以按照来自信号处理电路560 的控制信号动作。或者，也可以通过控制收发电路580以及信号处理电路560整体的中央运算单元等实现控制器588的一部分或全部功能。
通过了各个滤波器585的信道Ch1～ChM的差频信号借助开关586依次提供至A/D 转换器587。A/D转换器587将从开关586输入的信道Ch1～ChM的差频信号与采样信号同步转换为数字信号。
以下，对信号处理电路560的结构以及动作进行详细说明。在本应用例中，通过 FMCW方式估计到目标的距离以及目标的相对速度。雷达系统并不限定于以下说明的 FMCW方式，还能够利用双频CW(双频连续波)或扩频等其他方式实施。
在图27所示的例子中，信号处理电路560具有存储器531、接收强度计算部532、距离检测部533、速度检测部534、DBF(数字波束成形)处理部535、方位检测部536、目标转移处理部537、相关矩阵生成部538、目标输出处理部539以及入射波估计单元AU。如上所述，信号处理电路560的一部分或全部既可以通过FPGA实现，也可以通过通用处理器以及主存储装置的集合实现。存储器531、接收强度计算部532、DBF 处理部535、距离检测部533、速度检测部534、方位检测部536、目标转移处理部 537以及入射波估计单元AU既可以分别是通过单独的硬件实现的各个元件，也可以是一个信号处理电路中的功能上的模块。
图30示出了信号处理电路560通过具有处理器PR以及存储装置MD的硬件实现的方式的例子。具有这种结构的信号处理电路560也能够通过存储于存储装置MD中的计算机程序的工作而发挥图27所示的接收强度计算部532、DBF处理部535、距离检测部533、速度检测部534、方位检测部536、目标转移处理部537、相关矩阵生成部538以及入射波估计单元AU的功能。
本应用例中的信号处理电路560构成为将转换为数字信号的各差频信号作为接收信号的二次信号估计先行车辆的位置信息，并输出表示估计结果的信号。以下，对本应用例中的信号处理电路560的结构以及动作进行详细说明。
信号处理电路560内的存储器531按信道Ch1～ChM存储从A/D转换器587输出的数字信号。存储器531例如能够由半导体存储器、硬盘和/或光盘等一般的存储介质构成。
接收强度计算部532对存储于存储器531中的每一个信道Ch1～ChM的差频信号 (图28的下图)进行傅里叶变换。在本说明书中，将傅里叶变换后的复数数据的振幅称作“信号强度”。接收强度计算部532将多个天线元件中的任一天线元件的接收信号的复数数据或多个天线元件全部的接收信号的复数数据的相加值转换为频谱。这样一来，能够检测依赖于与所获得的频谱的各峰值对应的拍频、即距离的目标(先行车辆)的存在。若对所有天线元件的接收信号的复数数据进行加法运算，则使噪声分量平均化，因此提高S/N比。
在目标、即先行车辆为一个的情况下，傅里叶变换的结果是，如图29所示那样在频率增加的期间(“上行”期间)以及减小的期间(“下行”期间)分别获得具有一个峰值的频谱。将“上行”期间的峰值的拍频设为“fu”，将“下行”期间的峰值的拍频设为“fd”。
接收强度计算部532根据每一个拍频的信号强度检测超过预先设定的数值(阈值)的信号强度，由此判断为存在目标。接收强度计算部532在检测出信号强度的峰的情况下，向距离检测部533、速度检测部534输出峰值的拍频(fu、fd)作为对象物频率。接收强度计算部532向距离检测部533输出表示频率调制宽度Δf的信息，并向速度检测部534输出表示中心频率f0的信息。
接收强度计算部532在检测出与多个目标对应的信号强度的峰的情况下，根据预先规定的条件将上行的峰值和下行的峰值关联起来。对判断为来自同一目标的信号的峰赋予同一编号，并提供给距离检测部533以及速度检测部534。
在存在多个目标的情况下，在傅里叶变换之后，在差频信号的上行部分和差频信号的下行部分分别呈现与目标的数量相同的数量的峰。由于接收信号同雷达与目标的距离成比例地延迟，图28中的接收信号向右方向移位，因此雷达与目标的距离越远离，差频信号的频率越大。
距离检测部533根据从接收强度计算部532输入的拍频fu、fd通过下述算式计算距离R，并提供给目标转移处理部537。
R＝{C·T/(2·Δf)}·{(fu+fd)/2}
并且，速度检测部534根据从接收强度计算部532输入的拍频fu、fd通过下述算式计算相对速度V，并提供给目标转移处理部537。
V＝{C/(2·f0)}·{(fu-fd)/2}
在计算距离R以及相对速度V的算式中，C为光速，T为调制周期。
另外，距离R的分辨率下限值用C/(2Δf)表示。因此，Δf越大，则距离R 的分辨率越高。在频率f0为76GHz频段的情况下，在将Δf设定为660兆赫(MHz) 左右时，距离R的分辨率例如为0.23米(m)左右。因此，在两辆先行车辆并行时，有时很难通过FMCW方式识别车辆是一辆还是两辆。在这种情况下，只要执行角度分辨率极高的入射方向估计算法，就能够将两辆先行车辆的方位进行分离并检测。
DBF处理部535利用天线元件111、112、……、11M中的信号的相位差在天线元件的排列方向上对被输入的复数数据进行傅里叶变换，该复数数据在与各天线对应的时间轴上进行了傅里叶变换。然后，DBF处理部535计算空间复数数据，并按照每一个拍频输出至方位检测部536，该空间复数数据表示与角度分辨率对应的每一个角度信道的频谱的强度。
方位检测部536为了估计先行车辆的方位而设置。方位检测部536向目标转移处理部537输出角度θ作为对象物存在的方位，该角度θ在计算出的每一个拍频的空间复数数据的值的大小中取最大的值。
另外，估计表示入射波的入射方向的角度θ的方法并不限定于该例子。能够利用前述的各种入射方向估计算法进行。
目标转移处理部537计算当前计算出的对象物的距离、相对速度、方位的值与在从存储器531读出的一个循环之前计算出的对象物的距离、相对速度、方位的值各自的差分的绝对值。然后，当差分的绝对值小于已由每一个值确定的值时，目标转移处理部537判定为在一个循环之前检测出的目标与当前检测出的目标相同。在该情况下，目标转移处理部537将从存储器531读出的该目标的转移处理次数增加一次。
在差分的绝对值大于已确定的值的情况下，目标转移处理部537判断为检测出了新的对象物。目标转移处理部537将当前的对象物的距离、相对速度、方位以及该对象物的目标转移处理次数保存于存储器531中。
在信号处理电路560中，能够利用对差频信号进行频率分析而获得的频谱来检测与对象物之间的距离以及相对速度，该差频信号是根据所接收的反射波而生成的信号。
相关矩阵生成部538利用存储于存储器531中的每一个信道Ch1～ChM的差频信号 (图28的下图)求出自相关矩阵。在算式4的自相关矩阵中，各矩阵的分量是通过差频信号的实部以及虚部表现的值。相关矩阵生成部538进一步求出自相关矩阵Rxx 的各固有值，并向入射波估计单元AU输入所获得的固有值的信息。
接收强度计算部532在检测出多个与多个对象物对应的信号强度的峰的情况下，按照上行部分以及下行部分的每一个峰值从频率小的峰开始依次标注编号，输出至目标输出处理部539。在此，在上行以及下行部分中，相同编号的峰与相同的对象物对应，将每一个识别编号设为对象物的编号。另外，为了避免繁杂化，在图27中省略记载了从接收强度计算部532向目标输出处理部539引出的引出线。
在对象物为前方结构物的情况下，目标输出处理部539输出该对象物的识别编号作为目标。目标输出处理部539在接收多个对象物的判定结果且均为前方结构物的情况下，输出位于本车辆的车道上的对象物的识别编号作为目标存在的物体位置信息。并且，目标输出处理部539在接收多个对象物的判定结果且均为前方结构物的情况下，并且在两个以上的对象物位于本车辆的车道上的情况下，输出从存储器531读出的目标转移处理次数多的对象物的识别编号作为目标存在的物体位置信息。
再次参照图26，对车载雷达系统510组装于图26所示的结构例的情况的例子进行说明。图像处理电路720从影像获取物体的信息，并根据该物体的信息检测目标位置信息。图像处理电路720例如如下构成：检测所获取的影像内的对象的深度值来估计物体的距离信息，或者根据影像的特征量检测物体大小的信息等，由此检测预先设定的物体的位置信息。
选择电路596将从信号处理电路560以及图像处理电路720接收的位置信息选择性地提供给行驶支援电子控制装置520。选择电路596例如比较第一距离与第二距离，判定哪一个是与本车辆近的距离，第一距离是信号处理电路560的物体位置信息所含的从本车辆到检测出的物体的距离，第二距离是图像处理电路720的物体位置信息所含的从本车辆到检测出的物体的距离。例如，根据判定的结果，选择电路596能够选择离本车辆近的物体位置信息并输出至行驶支援电子控制装置520。另外，在判定的结果为第一距离与第二距离的值相同的情况下，选择电路596能够将其中的任一方或双方输出至行驶支援电子控制装置520。
另外，在从接收强度计算部532输入了不存在目标候补的信息的情况下，目标输出处理部539(图27)视为不存在目标，并输出零作为物体位置信息。而且，选择电路596通过根据来自目标输出处理部539的物体位置信息与预先设定的阈值进行比较，选择是否使用信号处理电路560或者图像处理电路720的物体位置信息。
通过物体检测装置570接收了先行物体的位置信息的行驶支援电子控制装置520 根据预先设定的条件与物体位置信息的距离和大小、本车辆的速度、降雨、降雪、晴天等的路面状态等条件，以对于驾驶本车辆的驾驶员来说操作变得安全或容易的方式进行控制。例如，在物体位置信息中未检测出物体的情况下，行驶支援电子控制装置 520向油门控制电路526发送控制信号，以加速至预先设定的速度，并控制油门控制电路526进行与踩油门踏板同等的动作。
在物体位置信息中检测到物体的情况下，若获知离本车辆为规定的距离，则行驶支援电子控制装置520通过线控制动等结构借助制动器控制电路524进行制动器的控制。即，减速并以保持规定的车间距离的方式操作。行驶支援电子控制装置520接收物体位置信息，并将控制信号发送给警报控制电路522，控制声音或灯的点亮，以便借助车内扬声器将先行物体靠近的消息通知给驾驶员。行驶支援电子控制装置520 接收包含先行车辆的配置的物体位置信息，只要为预先设定的行驶速度的范围，就能够控制转向侧的液压，以便为了进行与先行物体的碰撞避免支援而容易向左右任一方向自动操作转向，或者强制性改变车轮的方向。
在物体检测装置570中，若通过选择电路596在前一次检测循环中连续固定时间检测出的物体位置信息的数据，对当前检测循环中未能检测出的数据关联来自通过摄像头检测出的摄像头影像的表示先行物体的物体位置信息，则也可以进行使追踪继续的判断，并优先输出来自信号处理电路560的物体位置信息。
在美国专利第8446312号说明书、美国专利第8730096号说明书以及美国专利第 8730099号说明书中公开了用于在选择电路596中选择信号处理电路560以及图像处理电路720的输出的具体结构例以及动作例。该公报的内容全部引用于本说明书中。
[第一变形例]
在上述应用例的车载用雷达系统中，对调制连续波FMCW进行一次频率调制的(扫描)条件、即调制所需的时间宽度(扫描时间)例如为1毫秒。但是，还能够将扫描时间缩短到100微秒左右。
但是，为了实现这种高速的扫描条件，不但需要使与发送波的发射相关的构成要素高速动作，而且还需要使与该扫描条件下的接收相关的构成要素高速动作。例如，需要设置在该扫描条件下高速动作的A/D转换器587(图27)。A/D转换器587的采样频率例如为10MHz。采样频率也可以比10MHz快。
在本变形例中，不利用基于多普勒频移的频率分量地计算与目标的相对速度。在本实施方式中，扫描时间Tm＝100微秒，非常短。由于可检测的差频信号的最低频率为1/Tm，因此在该情况下为10kHz。这相当于来自具有大致20m/秒的相对速度的目标的反射波的多普勒频移。即，只要依赖于多普勒频移，就无法检测20m/秒以下的相对速度。由此，适宜采用与基于多普勒频移的计算方法不同的计算方法。
在本变形例中，作为一个例子对利用在发送波的频率增加的上差拍区间获得的、发送波与接收波之差的信号(上差拍信号)的处理进行说明。扫描一次FMCW的时间为100微秒，波形为只由上差拍部分构成的锯齿形状。即，在本变形例中，三角波/CW 波(连续波)生成电路581所生成的信号波具有锯齿形状。并且，频率的扫描宽度为 500MHz。由于不利用伴随多普勒频移的峰，因此不进行生成上差拍信号和下差拍信号并利用这两个信号的峰的处理，只用任一信号进行处理。在此，对利用上差拍信号的情况进行说明，但是在利用下差拍信号的情况下，也能够进行同样的处理。
A/D转换器587(图27)以10MHz的采样频率进行各上差拍信号的采样，输出数百个数字数据(以下称作“采样数据”)。采样数据例如根据获得接收波的时刻以后且发送波的发送结束的时刻为止的上差拍信号生成。另外，也可以在获得了固定数量的采样数据的时间点结束处理。
在本变形例中，连续进行128次上差拍信号的收发，每次获得数百个采样数据。该上差拍信号的数量并不限定于128个。也可以为256个，或者还可以为8个。能够按照目的选择各种个数。
所获得的采样数据存储于存储器531中。接收强度计算部532对采样数据执行二维高速傅里叶变换(FFT)。具体地说，首先，对扫描一次获得的每一个采样数据执行第一次FFT处理(频率分析处理)，生成功率谱。接着，速度检测部534将处理结果转移并集中到所有扫描结果中执行第二次FFT处理。
通过来自同一目标的反射波在各扫描期间检测的功率谱的峰分量的频率均相同。另一方面，若目标不同，则峰分量的频率不同。根据第一次FFT处理，能够使位于不同距离的多个目标分离。
在相对于目标的相对速度不是零的情况下，上差拍信号的相位在每一次扫描时逐渐发生变化。即，根据第二次FFT处理，按照第一次FFT处理的结果求出功率谱，该功率谱具有与上述相位的变化相应的频率分量的数据作为要素。
接收强度计算部532提取第二次获得的功率谱的峰值并发送给速度检测部534。
速度检测部534根据相位的变化求出相对速度。例如，假设连续获得的上差拍信号的相位每隔相位θ[RXd]发生变化。意味着，若将发送波的平均波长设为λ，则每获得一次上差拍信号时，距离变化的量为λ/(4π/θ)。该变化以上差拍信号的发送间隔Tm(＝100微秒)发生。因此，可以通过{λ/(4π/θ)}/Tm获得相对速度。
根据以上处理，除了能够求出与目标的距离之外，还能够求出与目标的相对速度。
[第二变形例]
雷达系统510能够利用一个或多个频率的连续波CW检测目标。该方法在如车辆位于隧道内的情况那样，在从周围的静止物向雷达系统510入射多个反射波的环境中尤其有用。
雷达系统510具有包含独立的5信道的接收元件的接收用天线阵列。在这种雷达系统中，只能在同时入射的反射波为四个以下的状态下进行所入射的反射波的入射方位的估计。在FMCW方式的雷达中，能够通过只选择来自特定的距离的反射波，来减少同时进行入射方位估计的反射波的数量。但是，在隧道内等周围存在多个静止物的环境中，由于处于与反射电波的物体连续存在的状况相等的状况，因此即使根据距离限制反射波，也会发生反射波的数量不为四个以下的状况。但是，由于这些周围的静止物的相对于本车辆的相对速度全部相同，而且相对速度比在前方行驶的其他车辆的相对速度大，因此能够根据多普勒频移的大小区别静止物与其他车辆。
因此，雷达系统510进行如下处理：发射多个频率的连续波CW，忽略接收信号中相当于静止物的多普勒频移的峰，而是利用与该峰相比位移量小的多普勒频移的峰检测距离。与FMCW方式不同，在CW方式中，只因多普勒频移而在发送波与接收波之间产生频率差。即，在差频信号中呈现出的峰的频率只依赖于多普勒频移。
另外，在本变形例的说明中也将在CW方式中利用的连续波描述为“连续波CW”。如上所述，连续波CW的频率固定而未被调制。
假设雷达系统510发射频率fp的连续波CW，并检测出由目标反射的频率fq的反射波。发送频率fp与接收频率fq的差称作多普勒频率，近似地表示为fp-fq＝2·Vr ·fp/c。在此，Vr为雷达系统与目标的相对速度，c为光速。发送频率fp、多普勒频率(fp-fq)以及光速c是已知的。由此，能够根据该算式求出相对速度Vr＝(fp-fq) ·c/2fp。如后面叙述，利用相位信息计算到目标的距离。
为了利用连续波CW检测到目标的距离，采用双频CW方式。在双频CW方式中，每隔固定期间分别发射稍微偏离的两个频率的连续波CW，获取各个反射波。例如在使用76GHz频段的频率的情况下，两个频率的差为数百千赫。另外，如后面叙述，更优选考虑所使用的雷达能够检测目标的界限的距离来规定两个频率的差。
假设雷达系统510依次发射频率fp1以及fp2(fp1＜fp2)的连续波CW，并由一个目标反射两种连续波CW，由此频率fq1以及fq2的反射波被雷达系统510接收。
通过频率fp1的连续波CW及其反射波(频率fq1)获得第一多普勒频率。并且，通过频率fp2的连续波CW及其反射波(频率fq2)获得第二多普勒频率。两个多普勒频率为实质上相同的值。但是，因频率fp1与fp2的不同而导致接收波在复信号中的相位不同。通过使用该相位信息，能够计算到目标的距离。
具体地说，雷达系统510能够求出距离R，R＝c·Δφ/4π(fp2-fp1)。在此，Δφ表示两个差频信号的相位差。两个差频信号是指：作为频率fp1的连续波CW与其反射波(频率fq1)的差分获得的差频信号1；以及作为频率fp2的连续波CW与其反射波(频率fq2)的差分获得的差频信号2。差频信号1的频率fb1以及差频信号2 的频率fb2的确定方法与上述单频的连续波CW中的差频信号的例子相同。
另外，如下求出双频CW方式中的相对速度Vr。
Vr＝fb1·c/2·fp1或Vr＝fb2·c/2·fp2
并且，能够明确地确定到目标的距离的范围限定于Rmax＜c/2(fp2-fp1)的范围。这是因为，通过来自比该距离远的目标的反射波获得的差频信号的Δφ超过2π，无法与因更近的位置的目标产生的差频信号进行区別。因此，更优选调节两个连续波 CW的频率的差来使Rmax大于雷达的检测界限距离。在检测界限距离为100m的雷达中，将fp2-fp1例如设为1.0MHz。在该情况下，由于Rmax＝150m，因此无法检测来自位于超过Rmax的位置的目标的信号。并且，在装设能够检测至250m的雷达的情况下，将fp2-fp1例如设为500kHz。在该情况下，由于Rmax＝300m，因此仍然无法检测来自位于超过Rmax的位置的目标的信号。并且，在雷达具有检测界限距离为100m且水平方向的视场角为120度的工作模式和检测界限距离为250m且水平方向的视场角为5 度的工作模式这两种模式的情况下，更优选在每个工作模式下将fp2-fp1的值分别替换成1.0MHz和500kHz来动作。
已知如下的检测方式：以N个(N：3以上的整数)不同的频率发送连续波CW，并利用每个反射波的相位信息，由此能够分别检测到各目标的距离。根据该检测方式，能够对到N-1个的目标准确地识别距离。作为为此的处理，例如利用高速傅里叶变换 (FFT)。现在，设N＝64或者128，对各频率的发送信号与接收信号的差即差频信号的采样数据进行FFT，获得频谱(相对速度)。之后，关于同一频率的峰以CW波的频率进一步进行FFT，从而能够求出距离信息。
以下，进行更具体的说明。
为了简化说明，首先，对将三个频率f1、f2、f3的信号进行时间切换来发送的例子进行说明。在此，设f1＞f2＞f3，并且f1-f2＝f2-f3＝Δf。并且，将各频率的信号波的发送时间设为Δt。图31表示三个频率f1、f2、f3之间的关系。
三角波/CW波生成电路581(图27)经由发送天线Tx发送各自持续时间Δt的频率f1、f2、f3的连续波CW。接收天线Rx接收各连续波CW被一个或多个目标反射的反射波。
混频器584混合发送波与接收波而生成差频信号。A/D转换器587将作为模拟信号的差频信号转换为例如数百个数字数据(采样数据)。
接收强度计算部532利用采样数据进行FFT运算。FFT运算的结果是，关于发送频率f1、f2、f3分别获得接收信号的频谱的信息。
之后，接收强度计算部532从接收信号的频谱的信息分离出峰值。具有规定以上的大小的峰值的频率同与目标的相对速度成比例。从接收信号的频谱的信息分离出峰值是指，分离出相对速度不同的一个或多个目标。
接着，接收强度计算部532关于发送频率f1～f3分别测量相对速度相同或在预先规定的范围内的峰值的频谱信息。
现在，考虑两个目标A与B的相对速度相同且分别存在于不同的距离的情况。频率f1的发送信号被目标A以及B这两者反射，并作为接收信号获得。来自目标A以及B的各反射波的差频信号的频率大致相同。因此，可以获得接收信号在相当于相对速度的多普勒频率下的功率谱，以作为合成了两个目标A以及B各自的功率谱的合成频谱F1。
关于频率f2以及f3，也同样可以分别获得接收信号在相当于相对速度的多普勒频率下的功率谱，以作为合成了两个目标A以及B的各功率谱的合成频谱F2以及F3。
图32表示复平面上的合成频谱F1～F3之间的关系。朝向分别伸展合成频谱F1～ F3的两个矢量的方向，右侧的矢量与来自目标A的反射波的功率谱对应。在图32中与矢量f1A～f3A对应。另一方面，朝向分别伸展合成频谱F1～F3的两个矢量的方向，左侧的矢量与来自目标B的反射波的功率谱对应。在图32中与矢量f1B～f3B对应。
当发送频率的差分Δf固定时，与频率f1以及f2的各发送信号对应的各接收信号的相位差同到目标的距离成比例关系。由此，矢量f1A与f2A的相位差同矢量f2A 与f3A的相位差为相同的值θA，相位差θA与到目标A的距离成比例。同样地，矢量f1B与f2B的相位差同矢量f2B与f3B的相位差为相同的值θB，相位差θB与到目标B的距离成比例。
利用周知的方法，能够根据合成频谱F1～F3以及发送频率的差分Δf分别求出到目标A以及B的距离。该技术例如在美国专利6703967号中公开。将该公报的内容全部引用于本说明书中。
即使在所发送的信号的频率为四个以上的情况下，也能够应用相同的处理。
另外，也可以在以N个不同的频率发送连续波CW之前，进行通过双频CW方式求出到各目标的距离以及相对速度的处理。而且，也可以在规定的条件下切换成以N 个不同的频率发送连续波CW的处理。例如，在利用两个频率各自的差频信号进行FFT 运算，且各发送频率的功率谱的时间变化为30％以上的情况下，也可以进行处理的切换。来自各目标的反射波的振幅因多信道的影响等而在时间上大幅变化。在存在规定以上的变化的情况下，可以考虑可能存在多个目标。
并且，已知在CW方式中，在雷达系统与目标的相对速度为零的情况下，即在多普勒频率为零的情况下，无法检测目标。但是，若例如通过以下方法模拟地求出多普勒信号，则能够利用其频率检测目标。
(方法1)追加使接收用天线的输出进行固定频率移位的混频器。通过利用发送信号和频率被移位的接收信号，能够获得模拟多普勒信号。
(方法2)在接收用天线的输出与混频器之间插入可变相位器，对接收信号模拟地附加相位差，可变相位器使相位在时间上连续发生变化。通过利用发送信号和附加了相位差的接收信号，能够获得模拟多普勒信号。
基于方法2的插入可变相位器来产生模拟多普勒信号的具体结构例以及动作例在日本特开2004-257848号公报中公开。将该公报的内容全部引用于本说明书中。
在需要检测相对速度为零的目标或相对速度非常小的目标的情况下，既可以使用产生上述模拟多普勒信号的处理，或者也可以切换成基于FMCW方式的目标检测处理。
接着，参照图33说明通过车载雷达系统510的物体检测装置570进行的处理的步骤。
以下，对如下例子进行说明：以两个不同的频率fp1以及fp2(fp1＜fp2)发送连续波CW，并利用各个反射波的相位信息，由此分别检测与目标的距离。
图33是表示基于本变形例的求出相对速度以及距离的处理的步骤的流程图。
在步骤S41中，三角波/CW波生成电路581生成频率稍微偏离的两种不同的连续波CW。频率设为fp1以及fp2。
在步骤S42中，发送天线Tx以及接收天线Rx进行所生成的一系列连续波CW的收发。另外，步骤S41的处理以及步骤S42的处理分别在三角波/CW波生成电路581 以及发送天线Tx/接收天线Rx中并列进行。需注意不是在完成步骤S41之后进行步骤S42。
在步骤S43中，混频器584利用各发送波和各接收波生成两个差分信号。各接收波包含来源于静止物的接收波和来源于目标的接收波。因此，接着进行确定用作差频信号的频率的处理。另外，步骤S41的处理、步骤S42的处理以及步骤S43的处理分别在三角波/CW波生成电路581、发送天线Tx/接收天线Rx以及混频器584中并列进行。需注意不是在完成步骤S41之后进行步骤S42，并且也不是在完成步骤S42之后进行步骤S43。
在步骤S44中，物体检测装置570对于两个差分信号，分别将作为阈值预先规定的频率以下，且具有预先规定的振幅值以上的振幅值，而且彼此的频率差为规定值以下的峰的频率确定为差频信号的频率fb1以及fb2。
在步骤S45中，接收强度计算部532根据已确定的两个差频信号的频率中的一方检测相对速度。接收强度计算部532例如根据Vr＝fb1·c/2·fp1计算相对速度。另外，也可以利用差频信号的各频率计算相对速度。由此，接收强度计算部532能够验证两者是否一致，从而提高相对速度的计算精度。
在步骤S46中，接收强度计算部532求出两个差频信号1与差频信号2的相位差Δφ，并求出到目标的距离R＝c·Δφ/4π(fp2-fp1)。
通过以上处理，能够检测到目标的相对速度以及距离。
另外，也可以以三个以上的N个不同的频率发送连续波CW，并利用各个反射波的相位信息检测出到相对速度相同且存在于不同位置的多个目标的距离。
以上说明的车辆500除了具有雷达系统510之外，还可以具有其他雷达系统。例如，车辆500还可以具有在车体的后方或侧方具有检测范围的雷达系统。在具有在车体的后方具有检测范围的雷达系统的情况下，该雷达系统监控后方，在存在被其他车辆追尾的危险性时，能够进行发出警报等响应。在具有在车体的侧方具有检测范围的雷达系统的情况下，当本车辆进行车道变更等时，该雷达系统能够监控相邻车道，并根据需要进行发出警报等响应。
以上说明的雷达系统510的用途并不限定于车载用途。能够用作各种用途的传感器。例如，能够用作用于监控房屋以外的建筑物的周围的雷达。或者，能够用作用于不依赖光学图像地对室内的特定地点是否有人或者是否有该人的移动等进行监控的传感器。
[处理的补充]
关于与所述的阵列天线相关的双频CW或FMCW，对其他实施方式进行说明。如上所述，在图27的例子中，接收强度计算部532对存储于存储器531中的每一个信道 Ch1～ChM的差频信号(图28的下图)进行傅里叶变换。此时的差频信号为复信号。这是为了确定作为运算对象的信号的相位。由此，能够准确地确定入射波方向。但是，在该情况下，用于傅里叶变换的运算负荷量增大，电路规模变大。
为了克服该问题，也可以通过如下方法获得频率分析结果：生成标量信号作为差频信号，对分别生成的多个差频信号执行关于沿着天线排列的空间轴方向以及随着时间的经过的时间轴方向的两次复傅里叶变换。由此，最终能够以较少的运算量进行能够确定反射波的入射方向的波束成形，从而能够获得每一个波束的频率分析结果。作为与本案相关的专利公报，将美国专利第6339395号说明书的公开内容全部引用于本说明书中。
[摄像头等光学传感器和毫米波雷达]
接着，对上述阵列天线与以往天线的比较以及利用本阵列天线和光学传感器例如摄像头这两者的应用例进行说明。另外，也可以将光学雷达(LIDAR)等用作光学传感器。
毫米波雷达能够直接检测到目标的距离及其相对速度。并且，具有如下特征：即使在包括傍晚在内的夜间或降雨、雾、降雪等恶劣天气时，检测性能也不会大幅下降。另一方面，与摄像头相比，毫米波雷达不易二维地捕捉目标。而摄像头容易二维地捕捉目标，且比较容易识别其形状。但是，摄像头在夜间或恶劣天气时有时无法拍摄目标，这一点成为大课题。尤其是在水滴附着在采光部分的情况下，或在视野因雾而变窄的情况下，该课题非常明显。即使是作为相同的光学系传感器的光学雷达等，也同样存在该课题。
近年来，随着车辆的安全行驶要求高涨，开发出了将碰撞等防范于未然的驾驶员辅助系统(Driver Assist System)。驾驶员辅助系统利用摄像头或毫米波雷达等传感器获取车辆行进方向的图像，在识别到预测为车辆行驶上的障碍的障碍物的情况下，自动操作制动器等，从而将碰撞等防范于未然。这种防碰撞功能要求即使在夜间或恶劣天气时也正常发挥功能。
因此，正在普及所谓的融合结构的驾驶员辅助系统，该驾驶员辅助系统除了装设以往的摄像头等光学传感器之外，还装设毫米波雷达作为传感器，进行发挥两者的优点的识别处理。关于这种驾驶员辅助系统在后面进行叙述。
另一方面，毫米波雷达本身要求的要求功能进一步提高。在车载用途的毫米波雷达中，主要使用76GHz频段的电磁波。其天线的天线功率(antenna power)按照各国的法律等限制在固定以下。例如，在日本限制在0.01W以下。在这种限制中，对车载用途的毫米波雷达例如要求满足如下等要求性能：其检测距离为200m以上，天线的大小为60mm×60mm以下，水平方向的检测角度为90度以上，距离分辨率为20cm 以下，还能够进行10m以内的近距离的检测。以往的毫米波雷达将微带线用作波导，将贴片天线用作天线(以下，将这些统称为“贴片天线”)。但是，在贴片天线中很难实现上述性能。
发明人通过使用应用了本公开的技术的缝隙阵列天线成功地实现了上述性能。由此，实现了与以往的贴片天线等相比小型、高效、高性能的毫米波雷达。此外，通过组合该毫米波雷达和摄像头等光学传感器，实现了以往未有的小型、高效、高性能的融合装置。以下，对此进行详细叙述。
图34是与车辆500中的融合装置有关的图，该融合装置具有包含应用了本公开的技术的缝隙阵列天线的雷达系统510(以下，还称作毫米波雷达510。)以及车载摄像头系统700。以下，参照该图对各种实施方式进行说明。
[毫米波雷达的车厢内设置]
基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’配置在位于车辆的前车头的格栅512的后方内侧。从天线发射的电磁波穿过格栅512的间隙被向车辆500的前方发射。在该情况下，在电磁波通过区域不存在玻璃等使电磁波能量衰减或使电磁波反射的介电层。由此，从基于贴片天线的毫米波雷达510’发射的电磁波也到达远距离、例如150m 以上的目标。然后，毫米波雷达510’能够通过利用天线接收被该目标反射的电磁波来检测目标。但是，在该情况下，由于天线配置在车辆的格栅512的后方内侧，因此在车辆与障碍物发生碰撞的情况下，有时导致雷达破损。并且，由于在雨天等时蹦到泥等，因此污垢附着于天线，有时阻碍电磁波的发射和接收。
在使用了本公开的实施方式中的缝隙阵列天线的毫米波雷达510中，能够与以往相同地配置在位于车辆的前车头的格栅512的后方(未图示)。由此，能够百分百活用从天线发射的电磁波的能量，能够检测位于超过以往的远距离、例如250m以上的距离的目标。
而且，基于本公开的实施方式的毫米波雷达510还能够配置在车辆的车厢内。在该情况下，毫米波雷达510配置在车辆的前挡玻璃511的内侧，并且配置在该前挡玻璃511和后视镜(未图示)的与镜面相反的一侧的面之间的空间。而基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’无法设在车厢内。其理由主要有下面两点。第一个理由是，由于尺寸大，因此无法收容在前挡玻璃511与后视镜之间的空间。第二个理由是，由于发射至前方的电磁波通过前挡玻璃511反射，并通过介电损耗而衰减，因此无法到达所要求的距离。其结果是，在将基于以往的贴片天线的毫米波雷达设在车厢内的情况下，只能检测至存在于例如前方100m的目标。而基于本公开的实施方式的毫米波雷达即使发生因前挡玻璃511的反射或衰减，也能够检测位于200m以上距离的目标。这是与将基于以往的贴片天线的毫米波雷达设在车厢外的情况等同或其以上的性能。
[基于毫米波雷达和摄像头等的车厢内配置的融合结构]
当前，在大多驾驶员辅助系统(Driver Assist System)中使用的主要传感器使用CCD摄像头等光学拍摄装置。而且，考虑外面的环境等恶劣影响，通常在前挡玻璃 511的内侧的车厢内配置摄像头等。此时，为了使雨滴等的影响最小化，在前挡玻璃 511的内侧且雨刷(未图示)工作的区域配置摄像头等。
近年来，从提高车辆的自动制动器等的性能的要求来看，要求在任何外部环境中都可靠地工作的自动制动器等。在该情况下，在只由摄像头等光学设备构成驾驶员辅助系统的传感器的情况下，存在夜间或恶劣天气时无法保证可靠的工作这样的课题。因此，要求一种除了使用摄像头等光学传感器之外，还同时使用毫米波雷达来进行协同处理，由此即使在夜间或恶劣天气时也可靠地动作的驾驶员辅助系统。
如上所述，使用本缝隙阵列天线的毫米波雷达能够实现小型化，而且被发射的电磁波的效率比以往的贴片天线明显增高，由此能够配置在车厢内。活用该特性，如图 34所示，不仅是摄像头等光学传感器(车载摄像头系统700)，使用本缝隙阵列天线的毫米波雷达510也能够一同配置在车辆500的前挡玻璃511的内侧。由此，产生了以下新的效果。
(1)容易将驾驶员辅助系统(Driver Assist System)安装于车辆500。在基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’中，需要在位于前车头的格栅512的后方确保配置雷达的空间。该空间包含影响车辆的结构设计的部位，因此在雷达的大小发生变化的情况下，有时需要重新设计结构。但是，通过将毫米波雷达配置在车厢内，消除了这种不便。
(2)不受车辆外的环境、即雨天或夜间等的影响，能够确保可靠性更高的动作。尤其如图35所示，通过将毫米波雷达(车载雷达系统)510和车载摄像头系统700 设在车厢内的大致相同的位置，各自的视场、视线一致，容易进行后述的“核对处理”，即识别各自捕捉的目标信息是否为同一物体的处理。而在将毫米波雷达510’设在位于车厢外的前车头的格栅512的后方的情况下，其雷达视线L与设在车厢内时的雷达视线M不同，因此与利用车载摄像头系统700获取的图像的偏差变大。
(3)提高了毫米波雷达的可靠性。如上所述，基于以往的贴片天线的毫米波雷达510’配置在位于前车头的格栅512的后方，因此容易附着污垢，并且即使是小的接触事故等也有时破损。根据这些理由，需要经常清扫以及确认功能。并且，如后所述，在毫米波雷达的安装位置或方向因事故等的影响而发生偏离的情况下，需要再次进行与摄像头的对准。但是，通过将毫米波雷达配置在车厢内，这些概率变小，消除了这种不便。
在这种融合结构的驾驶员辅助系统中，也可以具有将摄像头等光学传感器和使用了本缝隙阵列天线的毫米波雷达510相互固定的一体结构。在该情况下，摄像头等光学传感器的光轴与毫米波雷达的天线的方向需要确保固定的位置关系。关于这一点在后面叙述。并且，在将该一体结构的驾驶员辅助系统固定在车辆500的车厢内的情况下，需要调整摄像头的光轴等朝向车辆前方的所希望的方向。关于这一点在美国专利申请公报2015/193366号、美国专利申请公报2015/0264230号、美国专利申请 15/067503、美国专利申请15/248141、美国专利申请15/248149、美国专利申请15/248156中公开，并引用了这些技术。并且，作为以与此相关的摄像头为中心的技术，在美国专利第7355524号说明书以及美国专利第7420159号说明书中公开，将这些公开内容全部引用于本说明书中。
并且，关于将摄像头等光学传感器和毫米波雷达配置在车厢内的技术在美国专利第8604968号说明书、美国专利第8614640号说明书以及美国专利第7978122号说明书等中公开。将这些公开内容全部引用于本说明书中。但是，在申请这些专利的时间点，作为毫米波雷达只知包含贴片天线的以往的天线，因此是无法进行足够距离的观测的状态。例如，可以考虑利用以往的毫米波雷达可观测的距离充其量也只是100m～ 150m。并且，在将毫米波雷达配置在前挡玻璃的内侧的情况下，由于雷达的尺寸大，因此遮挡了驾驶员的视场，产生了阻碍安全驾驶等不便。与此相对，使用本公开的实施方式所涉及的缝隙阵列天线的毫米波雷达为小型，而且被发射的电磁波的效率比以往的贴片天线明显增高，由此能够配置在车厢内。由此，能够进行200m以上的远距离的观测，并且还不会遮挡驾驶员的视场。
[毫米波雷达和摄像头等的安装位置的调整]
在融合结构的处理(以下，有时称作“融合处理”)中，要求利用摄像头等获得的图像和利用毫米波雷达获得的雷达信息与相同的坐标系相关联。这是因为，在位置以及目标的大小相互不同的情况下，阻碍两者的协同处理。
对此，需要用下面三个观点进行调整。
(1)摄像头等的光轴和毫米波雷达的天线的方向处于一定的固定关系。
要求摄像头等的光轴与毫米波雷达的天线的方向相互一致。或者，在毫米波雷达中，有时具有两个以上的发送天线和两个以上的接收天线，还有刻意使各个天线的方向不同的情况。因此，要求保证在摄像头等的光轴与这些天线的指向性之间至少具有一定的已知关系。
在前述的具有摄像头等和毫米波雷达相互固定的一体结构的情况下，摄像头等与毫米波雷达的位置关系是固定的。因此，在该一体结构的情况下，满足这些条件。另一方面，在以往的贴片天线等中，毫米波雷达配置在车辆500的格栅512的后方。在该情况下，这些位置关系通常如下面(2)调整。
(2)在安装于车辆时的初始状态(例如，出厂时)下，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息具有一定的固定关系。
摄像头等光学传感器以及毫米波雷达510或510’在车辆500中的安装位置最终通过以下方法确定。即，将作为基准的图或通过雷达观测的目标(以下，分别称作“基准图”、“基准目标”，有时将两者统称为“基准对象物”)准确地配置在车辆500的前方的规定位置。通过摄像头等光学传感器或毫米波雷达510观测该地图或目标。对观测到的基准对象物的观测信息与预先存储的基准对象物的形状信息等进行比较，定量地掌握当前的偏离信息。根据该偏离信息利用以下中的至少一种方法调整或修正摄像头等光学传感器以及毫米波雷达510或510’的安装位置。另外，也可以利用除此以外的获得相同的结果的方法。
(i)调整摄像头和毫米波雷达的安装位置，使基准对象物到达摄像头与毫米波雷达的中央。在该调整中也可以使用另行设置的工具等。
(ii)求出摄像头和毫米波雷达的方位相对于基准对象物的偏离量，通过摄像头图像的图像处理以及毫米波雷达处理修正各自的方位的偏离量。
应该关注的是，在具有摄像头等光学传感器和使用本公开的实施方式所涉及的缝隙阵列天线的毫米波雷达510相互固定的一体结构的情况下，只要对摄像头或毫米波雷达中的任一个调整与基准对象物的偏离，则关于摄像头或毫米波雷达中的另一个也可知偏离量，无需对另一个再次检查与基准对象物的偏离。
即，关于车载摄像头系统700，将基准图设在规定位置750，对该拍摄图像与表示基准图图像应预先位于摄像头的视场的哪一处的信息进行比较，由此检测偏离量。由此，通过上述(i)、(ii)中的至少一种方法进行摄像头的调整。接着，将利用摄像头求出的偏离量换算为毫米波雷达的偏离量。之后，关于雷达信息，通过上述(i)、 (ii)中的至少一种方法调整偏离量。
或者，也可以根据毫米波雷达510进行以上动作。即，关于毫米波雷达510，将基准目标设在规定位置800，对该雷达信息与表示基准目标应预先位于毫米波雷达 510的视场的哪一处的信息进行比较，由此检测偏离量。由此，通过上述(i)、(i i) 中的至少一种方法进行毫米波雷达510的调整。接着，将利用毫米波雷达求出的偏离量换算为摄像头的偏离量。之后，关于利用摄像头获得的图像信息，通过上述(i)、 (ii)中的至少一种方法调整偏离量。
(3)即使在车辆中的初始状态以后，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息也维持一定的关系。
通常，在初始状态下，通过摄像头等获取的图像和毫米波雷达的雷达信息是固定的，只要没有车辆事故等，之后很少发生变化。但是，即使在它们发生偏离的情况下，也能够通过以下方法调整。
摄像头例如以本车辆的特征部分513、514(特征点)进入其视场内的状态安装。对通过摄像头实际拍摄该特征点的位置与摄像头本来准确地安装时该特征点的位置信息进行比较，检测其偏离量。通过根据该检测出的偏离量修正之后拍摄到的图像的位置，能够修正摄像头的物理安装位置的偏离。通过该修正，在能够充分发挥车辆中要求的性能的情况下，不需要进行所述(2)的调整。并且，即使在车辆500的启动时或运转中，也定期进行该调整方法，由此即使在重新产生摄像头等的偏离的情况下，也能够修正偏离量，从而能够实现安全的行驶。
但是，该方法与所述(2)中叙述的方法相比，通常认为调整精度下降。在根据利用摄像头拍摄基准对象物而获得的图像进行调整的情况下，由于能够以高精度确定基准对象物的方位，因此能够容易实现高的调整精度。但是，在本方法中，由于用车体的局部图像代替基准对象物来用于进行调整，因此难以提高方位的特性精度。因此，调整精度也下降。但是，在由于事故或大的外力施加于车厢内的摄像头等的情况等，作为摄像头等的安装位置大幅偏离时的修正方法是有效的。
[毫米波雷达和摄像头等所检测出的目标的关联：核对处理]
在融合处理中，需要对于一个目标识别由摄像头等获得的图像和由毫米波雷达获得的雷达信息是否为“同一目标”。例如，考虑在车辆500的前方出现了两个障碍物 (第一障碍物和第二障碍物)、例如两辆自行车的情况。该两个障碍物在被拍摄为摄像头图像的同时，还被检测为毫米波雷达的雷达信息。此时，关于第一障碍物，需要将摄像头图像和雷达信息相互关联为同一目标。相同地，关于第二障碍物，需要将其摄像头图像和其雷达信息相互关联为同一目标。假设在弄错而误认为作为第一障碍物的摄像头图像和作为第二障碍物的毫米波雷达的雷达信息是同一目标的情况下，有可能引发大的事故。以下，在本说明书中，有时将这种判断摄像头图像上的目标和雷达图像上的目标是否为同一目标的处理称作“核对处理”。
关于该核对处理，有以下叙述的各种检测装置(或方法)。以下，对这些装置或方法进行具体说明。另外，以下检测装置设置于车辆，至少具有：毫米波雷达检测部；朝向与毫米波雷达检测部所检测的方向重复的方向配置的摄像头等图像获取部；以及核对部。在此，毫米波雷达检测部具有本公开中的任一实施方式中的缝隙阵列天线，至少获取其视场中的雷达信息。图像获取部至少获取其视场中的图像信息。核对部包含处理电路，该处理电路对毫米波雷达检测部的检测结果与图像检测部的检测结果进行核对，判断是否由这两个检测部检测出了同一目标。在此，能够选择光学摄像头、光学雷达、红外线雷达、超声波雷达中任意一个或两个以上来构成图像检测部。以下检测装置在核对部中的检测处理不同。
第一检测装置中的核对部进行下面两个核对。第一核对包括：对通过毫米波雷达检测部检测出的关注的目标获得其距离信息以及横向位置信息，同时对由图像检测部检测出的一个或两个以上目标中位于最近的位置的目标进行核对，并检测它们的组合。第二核对包括：对通过图像检测部检测出的关注的目标获得其距离信息以及横向位置信息，同时对通过毫米波雷达检测部检测出的一个或两个以上的目标中位于最近的位置的目标进行核对，并检测它们的组合。而且，该核对部判定相对于通过毫米波雷达检测部检测出的这些各目标的组合以及相对于通过图像检测部检测出的这些各目标的组合中是否存在一致的组合。然后，当存在一致的组合的情况下，判断为由两个检测部检测出了同一物体。由此，进行分别由毫米波雷达检测部和图像检测部检测出的目标的核对。
与此相关的技术在美国专利第7358889号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。在该公报中，例示具有两个摄像头的所谓的立体摄像头来说明图像检测部。但是，该技术并不限定于此。即使在图像检测部具有一个摄像头的情况下，也通过对检测出的目标适当地进行图像识别处理等来获得目标的距离信息和横向位置信息即可。相同地，也可以将激光扫描器等激光传感器用作图像检测部。
第二检测装置中的核对部按每一规定时间对毫米波雷达检测部的检测结果和图像检测部的检测结果进行核对。核对部在根据前一次核对结果判断为由两个检测部检测出了同一目标的情况下，利用其前一次核对结果进行核对。具体地说，核对部对由毫米波雷达检测部本次检测出的目标以及由图像检测部本次检测出的目标与根据前一次核对结果判断的由两个检测部检测出的目标进行核对。而且，核对部根据与由毫米波雷达检测部本次检测出的目标的核对结果以及与由图像检测部本次检测出的目标的核对结果，判断是否由两个检测部检测出了同一目标。如此，该检测装置并不直接核对两个检测部的检测结果，而是利用前一次核对结果与两个检测结果进行时序性的核对。因此，与只进行瞬间核对的情况相比，检测精度提高，能够进行稳定的核对。尤其是，即使在检测部的精度瞬间下降时，由于利用过去的核对结果，因此也能够进行核对。并且，在该检测装置中，能够通过利用前一次核对结果简单地进行两个检测部的核对。
并且，该检测装置的核对部在利用前一次核对结果进行本次核对时，在判断为由两个检测部检测出了同一物体的情况下，将其判断出的物体除外，对由毫米波雷达检测部本次检测出的物体与由图像检测部本次检测出的物体进行核对。然后，该核对部判断是否存在由两个检测部本次检测出的同一物体。如此，物体检测装置在考虑时序性的核对结果的基础上，通过在其每一瞬间获得的两个检测结果进行瞬间核对。因此，物体检测装置对在本次的检测中检测出的物体也能够可靠地核对。
与这些相关的技术在美国专利第7417580号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。在该公报中，例示具有两个摄像头的所谓的立体摄像头来说明图像检测部。但是，该技术并不限定于此。即使在图像检测部具有一个摄像头的情况下，也通过对检测出的目标适当地进行图像识别处理等来获得目标的距离信息和横向位置信息即可。相同地，也可以将激光扫描器等激光传感器用作图像检测部。
第三检测装置中的两个检测部以及核对部以规定的时间间隔进行目标的检测和它们的核对，这些检测结果和核对结果按时序存储于存储器等存储介质中。然后，核对部根据通过图像检测部检测出的目标在图像上的大小变化率和通过毫米波雷达检测部检测出的从本车辆到目标的距离及其变化率(与本车辆的相对速度)，判断通过图像检测部检测出的目标和通过毫米波雷达检测部检测出的目标是否为同一物体。
核对部在判断为这些目标是同一物体的情况下，根据通过图像检测部检测出的目标在图像上的位置和通过毫米波雷达检测部检测出的本车到目标的距离和/或其变化率预测与车辆碰撞的可能性。
与这些相关的技术在美国专利第6903677号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
如上说明，在毫米波雷达和摄像头等图像拍摄装置的融合处理中，对由摄像头等获得的图像和由毫米波雷达获得的雷达信息进行核对。上述利用基于本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达能够高性能且小型地构成。因此，能够关于包含上述核对处理的融合处理整体实现高性能化和小型化等。由此，目标识别的精度提高，能够实现车辆的更安全的行驶控制。
[其他融合处理]
在融合处理中，根据由摄像头等获得的图像与由毫米波雷达检测部获得的雷达信息的核对处理实现各种功能。以下，对实现该代表性的功能的处理装置的例子进行说明。
以下处理装置设置于车辆，至少具有：在规定方向上发送和接收电磁波的毫米波雷达检测部；具有与该毫米波雷达检测部的视场重复的视场的单眼摄像头等图像获取部；以及从该毫米波雷达检测部和图像获取部获得信息进行目标的检测等的处理部。毫米波雷达检测部获取该视场中的雷达信息。图像获取部获取该视场中的图像信息。能够选择光学摄像头、光学雷达、红外线雷达、超声波雷达中的任意一个或两个以上来用于图像获取部。处理部能够通过与毫米波雷达检测部以及图像获取部连接的处理电路实现。以下处理装置在该处理部中的处理内容不同。
第一处理装置的处理部从通过图像获取部拍摄的图像中提取识别为与通过毫米波雷达检测部检测出的目标相同的目标。即，进行基于前述的检测装置的核对处理。然后，获取所提取的目标的图像的右侧边缘以及左侧边缘的信息，关于两个边缘导出轨迹近似线，该轨迹近似线是近似所获取的右侧边缘以及左侧边缘的轨迹的直线或规定的曲线。将存在于该轨迹近似线上的边缘的数量多的一方选择为目标的真实边缘。然后，根据被选择为真实边缘的一方的边缘的位置导出目标的横向位置。由此，能够更加提高目标的横向位置的检测精度。
与这些相关的技术在美国专利第8610620号说明书中记载。将该文献的公开内容全部引用于本说明书中。
第二处理装置的处理部在确定有无目标时，根据图像信息改变在确定雷达信息中有无目标时使用的判断基准值。由此，例如在能够利用摄像头等确认成为车辆行驶的障碍物的目标图像的情况下，或在估计为存在目标的情况下等，能够通过最佳地改变通过毫米波雷达检测部检测目标的判断基准，获得更加准确的目标信息。即，在存在障碍物的可能性高的情况下，能够通过改变判断基准使该处理装置可靠地工作。另一方面，在存在障碍物的可能性低的情况下，能够防止该处理装置进行不必要的工作。由此，能进行适当的系统工作。
而且，在该情况下，处理部还能够根据雷达信息设定图像信息的检测区域，并根据该区域内的图像信息估计障碍物的存在。由此，能够实现检测处理的效率化。
与这些相关的技术在美国专利第7570198号说明书中记载。将该文献的公开内容全部引用于本说明书中。
第三处理装置的处理部进行复合显示，该复合显示将基于通过多个不同的图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部获得的图像以及雷达信息的图像信号显示于至少一台显示装置。在该显示处理中，能够使水平以及垂直同步信号在多个图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部中相互同步，并能够对来自这些装置的图像信号在一个水平扫描期间内或一个垂直扫描期间内，选择性地切换为所希望的图像信号。由此，能够根据水平以及垂直同步信号并列显示所选择的多个图像信号的图像，并且从显示装置输出控制信号，该控制信号设定所希望的图像拍摄装置以及毫米波雷达检测部中的控制动作。
在各个图像等显示于多台不同的显示装置的情况下，很难进行各个图像之间的比较。并且，在显示装置与第三处理装置主体分体地配置的情况下，针对于装置的操作性差。第三处理装置克服这种缺点。
与这些相关的技术在美国专利第6628299号说明书以及美国专利第7161561号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。
第四处理装置的处理部向图像获取部以及毫米波雷达检测部指示关于位于车辆的前方的目标，并获取包含该目标的图像以及雷达信息。处理部确定该图像信息中的包含该目标的区域。处理部进一步提取该区域中的雷达信息，检测出从车辆到目标的距离以及车辆与目标的相对速度。处理部根据这些信息判定该目标与车辆碰撞的可能性。由此，迅速地判定与目标碰撞的可能性。
与这些相关的技术在美国专利第8068134号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。
第五处理装置的处理部通过雷达信息或基于雷达信息和图像信息的融合处理来识别车辆前方的一个或两个以上的目标。该目标包含其他车辆或行人等移动体、道路上的用白线表示的行驶车道、路肩以及位于路肩的静止物(包括排水沟以及障碍物等)、信号装置、人行横道等。处理部能够包含GPS(Global Positioning System：全球定位系统)天线。也可以通过GPS天线检测本车辆的位置，并根据该位置检索存储了道路地图信息的存储装置(称作地图信息数据库装置)，确认地图上的当前位置。能够对该地图上的当前位置与通过雷达信息等识别出的一个或两个以上的目标进行比较来识别行驶环境。由此，处理部也可以提取估计为阻碍车辆行驶的目标，找出更安全的行驶信息，根据需要显示于显示装置，并通知驾驶员。
与这些相关的技术在美国专利第6191704号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
第五处理装置还可以具有与车辆外部的地图信息数据库装置通信的数据通信装置(具有通信电路)。数据通信装置例如以每周一次或每月一次左右的周期访问地图信息数据库装置，下载最新的地图信息。由此，能够利用最新的地图信息进行上述处理。
第五处理装置还可以对在上述车辆行驶时获取的最新的地图信息与和通过雷达信息等识别出的一个或两个以上的目标相关的识别信息进行比较，提取地图信息中没有的目标信息(以下，称作“地图更新信息”)。然后，也可以将该地图更新信息经由数据通信装置发送至地图信息数据库装置。地图信息数据库装置也可以将该地图更新信息与数据库中的地图信息建立关联来存储，需要时更新当前的地图信息本身。更新时，也可以通过比较从多个车辆获得的地图更新信息来验证更新的可靠性。
另外，该地图更新信息可以包含比当前的地图信息数据库装置所具有的地图信息更详细的信息。例如，虽然能够通过一般的地图信息掌握道路的概况，但是通常不包含例如路肩部分的宽度或位于路肩的排水沟的宽度、重新形成的凹凸或建筑物的形状等信息。并且，也不包含车道和人行道的高度或与人行道相连的斜坡的状况等信息。地图信息数据库装置能够根据另行设定的条件将这些详细的信息(以下，称作“地图更新详细信息”)与地图信息建立关联来存储。这些地图更新详细信息通过向包括本车辆的车辆提供比原来的地图信息更详细的信息，不仅能够用于车辆的安全行驶的用途，还能用于其他用途。在此，“包括本车辆的车辆”例如既可以是是汽车，也可以是摩托车、自行车或今后重新出台的自动行驶车辆，例如电动轮椅等。地图更新详细信息在这些车辆行驶时利用。
(基于神经网络的识别)
第一至第五处理装置还可以具有高度识别装置。高度识别装置也可以设置于车辆的外部。在该情况下，车辆能够具有与高度识别装置通信的高速数据通信装置。高度识别装置也可以由包含所谓的深度学习(deep learning)等在内的神经网络构成。该神经网络有时例如包含卷积神经网络(Convolutional Neural Network，以下称作“CNN”)。CNN是通过图像识别来获得成果的神经网络，其特征点之一是，具有一个或多个被称作卷积层(Convolutional Layer)和池化层(Pooling Layer)的两个层的组。
作为输入至处理装置的卷积层中的信息，至少能有以下三种的任一种。
(1)根据由毫米波雷达检测部获取的雷达信息获得的信息
(2)根据雷达信息并根据由图像获取部获取的特定图像信息获得的信息
(3)根据雷达信息和由图像获取部获取的图像信息获得的融合信息，或者根据该融合信息获得的信息
根据这些信息中的任一信息或组合它们的信息进行与卷积层对应的积和运算。其结果被输入至下一级池化层，根据预先设定的规则进行数据的选择。作为该规则，例如在选择像素值的最大值的最大池化(max pooling)中，按照卷积层的每一个分割区域选择其中的最大值，该最大值作为池化层中的对应的位置的值。
由CNN构成的高度识别装置有时具有将这种卷积层与池化层串联连接一组或多组的结构。由此，能够准确地识别雷达信息以及图像信息中所包含的车辆周围的目标。
与这些相关的技术在美国专利第8861842号说明书、美国专利第9286524号说明书以及美国专利申请公开第2016/0140424号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。
第六处理装置的处理部进行与车辆的车头灯控制相关的处理。在夜间行驶车辆时，驾驶员确认本车辆的前方是否存在其他车辆或行人，操作本车辆的车头灯的波束。这是为了防止其他车辆的驾驶员或行人被本车辆的车头灯迷惑。该第六处理装置利用雷达信息或雷达信息与基于摄像头等的图像的组合自动控制本车辆的车头灯。
处理部通过雷达信息或者基于雷达信息和图像信息的融合处理来检测相当于车辆前方的车辆或行人的目标。在该情况下，车辆前方的车辆包含前方的先行车辆、对向车道的车辆、摩托车等。处理部在检测到这些目标的情况下，发出降低车头灯的波束的指令。接收该指令的车辆内部的控制部(控制电路)操作车头灯，降低该波束。
与这些相关的技术在美国专利第6403942号说明书、美国专利第6611610号说明书、美国专利第8543277号说明书、美国专利第8593521号说明书以及美国专利第 8636393号说明书中记载。将这些公开内容全部引用于本说明书中。
在以上说明的基于毫米波雷达检测部的处理以及毫米波雷达检测部和摄像头等图像拍摄装置的融合处理中，由于能够高性能且小型地构成该毫米波雷达，因此能够实现毫米波雷达处理或融合处理整体的高性能化和小型化等。由此，目标识别的精度提高，能够实现车辆的更安全的驾驶控制。
＜应用例3：各种监控系统(自然物体、建筑物、道路、监护、安全)＞
具有基于本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达(雷达系统)在自然物体、气象、建筑物、安全、看护等中的监控领域中也能够广泛活用。在与此相关的监控系统中，包含毫米波雷达的监控装置例如设置在固定的位置，始终对监控对象进行监控。此时，将监控对象的检测分辨率调整为最佳值来设定毫米波雷达。
具有基于本公开的实施方式的阵列天线的毫米波雷达能够通过超过例如100GHz 的高频电磁波进行检测。并且，关于在雷达识别中使用的方式、例如FMCW方式等中的调制频带，该毫米波雷达当前实现了超过4GHz的宽带。即，与前述的超宽带无线技术(UWB：Ultra Wide Band)对应。该调制频带与距离分辨率有关。即，以往的贴片天线中的调制频带最大为600MHz左右，因此其距离分辨率为25cm。与此相对，在与本阵列天线相关的毫米波雷达中，其距离分辨率为3.75cm。这表示能够实现还与以往的光学雷达的距离分辨率对等的性能。另一方面，如上所述，光学雷达等光学式传感器在夜间或恶劣天气时无法检测目标。与此相对，在毫米波雷达中，无论昼夜以及气候如何，都能始终检测。由此，能够将与本阵列天线相关的毫米波雷达用于在利用以往的贴片天线的毫米波雷达中无法适用的多种用途中。
图36是表示基于毫米波雷达的监控系统1500的结构例的图。基于毫米波雷达的监控系统1500至少具有传感器部1010和主体部1100。传感器部1010至少具有：对准监控对象1015的天线1011；根据所收发的电磁波检测目标的毫米波雷达检测部 1012；以及发送检测出的雷达信息的通信部(通信电路)1013。主体部1100至少具有：接收雷达信息的通信部(通信电路)1103；根据所接收的雷达信息进行规定的处理的处理部(处理电路)1101；以及蓄积过去的雷达信息以及规定的处理所需的其他信息等的数据蓄积部(记录介质)1102。在传感器部1010与主体部1100之间存在通信线路1300，借助该通信线路1300在传感器部1010与主体部1100之间发送和接收信息以及指令。在此，通信线路例如能够包含互联网等通用的通信网络、移动通信网络、专用的通信线路等中的任一种。另外，本监控系统1500也可以是不借助通信线路直接连接传感器部1010与主体部1100的结构。在传感器部1010中除了设置毫米波雷达之外，还能够并列设置摄像头等光学传感器。由此，通过利用雷达信息和基于摄像头等的图像信息的融合处理来识别目标，能够更高度地检测监控对象1015等。
以下，对实现这些应用事例的监控系统的例子进行具体说明。
[自然物体监控系统]
第一监控系统是将自然物体作为监控对象的系统(以下，称作“自然物体监控系统”)。参照图36，对该自然物体监控系统进行说明。该自然物体监控系统1500中的监控对象1015例如可以是河川、海面、山丘、火山、地表等。例如，在河川为监控对象1015的情况下，固定在固定位置的传感器部1010始终对河川1015的水面进行监控。该水面信息始终发送至主体部1100中的处理部1101。而且，在水面具有规定以上的高度的情况下，处理部1101经由通信线路1300通知与本监控系统分体地设置的例如气象观测监控系统等其他系统1200。或者，处理部1101将用于自动封闭设置于河川1015的闸门等(未图示)的指示信息发送给管理闸门的系统(未图示)。
该自然物体监控系统1500能够用一个主体部1100监控多个传感器部1010、1020 等。在该多个传感器部分散配置在固定地区的情况下，能够同时掌握该地区的河川的水位状况。由此，还能够评价该地区的降雨如何影响河川的水位以及是否有引发洪水等灾害的可能性。与此相关的信息能够经由通信线路1300通知给气象观测监控系统等其他系统1200。由此，气象观测监控系统等其他系统1200能够将被通知的信息活用在更广范围的气象观测或灾害预测。
该自然物体监控系统1500同样也能够适用于河川以外的其他自然物体。例如，在监控海啸或风暴潮的监控系统中，其监控对象为海面水位。并且，还能够与海面水位的上升对应地自动开闭防潮堤的闸门。或者，在对因降雨或地震等引起的山崩进行监控的监控系统中，其监控对象为山丘部的地表等。
[交通道路监控系统]
第二监控系统是监控交通道路的系统(以下，称作“交通道路监控系统”)。该交通道路监控系统中的监控对象例如可以是铁道道口、特定的线路、机场的跑道、道路的交叉点、特定的道路或停车场等。
例如，在监控对象为铁道道口的情况下，传感器部1010配置在能够监控道口内部的位置。在该情况下，在传感器部1010除了设置毫米波雷达之外，还并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，通过雷达信息和图像信息的融合处理，能够以更多角度检测监控对象中的目标。通过传感器部1010获得的目标信息经由通信线路1300 发送至主体部1100。主体部1100进行更高度的识别处理、控制中所需的其他信息(例如，电车的驾驶信息等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，必要的控制指示是指例如在封闭道口时确认道口内部有人或车辆等的情况下，使电车停止等的指示。
并且，例如在将监控对象设为机场的跑道的情况下，多个传感器部1010、1020 等例如以能够在跑道上实现规定的分辨率的方式沿着跑道配置，该分辨率例如为能够检测跑道上的5平方厘米以上的异物的分辨率。监控系统1500无论是昼夜以及气候如何，都始终在跑道上监控。该功能是只有使用可对应UWB的本公开的实施方式中的毫米波雷达时才能实现的功能。并且，由于本毫米波雷达能够实现小型、高分辨率以及低成本，因此即使在无死角地覆盖跑道整个面的情况下,也能够实际地对应。在该情况下，主体部1100统一管理多个传感器部1010、1020等。主体部1100在确认跑道上有异物的情况下，向机场管制系统(未图示)发送与异物的位置和大小相关的信息。接收该信息的机场管制系统暂时禁止在该跑道上的起降。在此期间，主体部 1100例如对在另行设置的跑道上自动清扫的车辆等发送与异物的位置和大小相关的信息。接收该信息的清扫车辆独立移动至有异物的位置，自动去除该异物。清扫车辆若完成异物的去除，则向主体部1100发送完成去除的信息。然后，主体部1100使检测到该异物的传感器部1010等再次确认“没有异物”，在确认安全之后，向机场管制系统传递该确认内容。接收该确认内容的机场管制系统解除该跑道的起降禁止。
而且，例如在将监控对象设为停车场的情况下，能够自动识别停车场的哪个位置空着。与此相关的技术在美国专利第6943726号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
[安全监控系统]
第三监控系统是监控非法入侵者侵入私人用地内或房屋的系统(以下，称作“安全监控系统”)。由该安全监控系统监控的对象例如为私人用地内或房屋内等特定区域。
例如，在将监控对象设为私人用地内的情况下，传感器部1010配置在能够监控私人用地内的一个或两个以上的位置。在该情况下，作为传感器部1010，除了设置毫米波雷达之外，还并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，通过雷达信息和图像信息的融合处理，能够以更多角度检测监控对象中的目标。由传感器部1010获得的目标信息经由通信线路1300被发送至主体部1100。在主体部1100中，进行更高度的识别处理、控制中所需的其他信息(例如，为了准确地识别侵入对象是人还是狗或鸟等动物而所需的参照数据等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，必要的控制指示例如除了包括鸣笛设置在用地内的警报或者打开照明等指示之外，还包括通过便携通信线路等直接通知用地的管理人员等指示。主体部1100中的处理部1101还可以使内置的采用深度学习等方法的高度识别装置进行检测出的目标的识别。或者，该高度识别装置还可以配置在外部。在该情况下，高度识别装置能够通过通信线路1300连接。
与此相关的技术在美国专利第7425983号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
作为这种安全监控系统的其他实施方式，在设置于机场的登机口、车站的检票口、建筑物的入口等的人监控系统中也能够应用。通过该人监控系统监控的对象例如为机场的登机口、车站的检票口、建筑物的入口等。
例如，监控对象为机场的登机口的情况下，传感器部1010例如能够设置在登机口的行李检查装置。在该情况下，该检查方法有如下两种方法。一种方法是，通过毫米波雷达接收自身发送的电磁波被作为监控对象的乘客反射回来的电磁波来检查乘客的行李等。另一种方法是，通过利用天线接收从作为乘客自身的人体发射的微弱的毫米波来检查乘客隐藏的异物。在后者的方法中，优选毫米波雷达具有对所接收的毫米波进行扫描的功能。该扫描功能可以通过利用数字波束成形来实现，也可以通过机械式扫描动作实现。另外，关于主体部1100的处理，还能够利用与前述的例子相同的通信处理以及识别处理。
[建筑物检查系统(非破坏检查)]
第四监控系统是监控或检查道路或铁道的高架桥或建筑物等的混凝土的内部或者道路或地面的内部等的系统(以下，称作“建筑物检查系统”)。该建筑物检查系统监控的对象例如为高架桥或建筑物等的混凝土的内部或者道路或地面的内部等。
例如，在监控对象为混凝土建筑物的内部的情况下，传感器部1010具有能够使天线1011沿着混凝土建筑物的表面扫描的结构。在此，“扫描”可以手动实现，也可以通过另行设置扫描用的固定轨道并利用马达等的驱动力使天线在该轨道上移动来实现。并且，在监控对象为道路或地面的情况下，也可以通过在车辆等朝下方向设置天线1011，并使车辆以恒速行驶来实现“扫描”。在传感器部1010中使用的电磁波可以使用超过例如100GHz的所谓的太赫兹区域的毫米波。如上所述，根据本公开的实施方式中的阵列天线，即使在超过例如100GHz的电磁波中，也能够构成损耗比以往的贴片天线等更少的天线。更高频的电磁波能够更深地渗透到混凝土等检查对象物中，能够实现更准确的非破坏检查。另外，关于主体部1100的处理，还能够利用与前述的其他监控系统等相同的通信处理和识别处理。
与此相关的技术在美国专利第6661367号说明书中记载。将该公开内容全部引用于本说明书中。
[人监控系统]
第五监控系统是对看护对象进行监护的系统(以下，称作“人监护系统”)。由该人监护系统监控的对象例如为看护人员或医院的患者等。
例如，在将监控对象设为看护设施的室内的看护人员的情况下，在该室内的可监控整个室内的一个或两个以上的位置配置传感器部1010。在该情况下，在传感器部 1010除了设置毫米波雷达之外，还可以并列设置摄像头等光学传感器。在该情况下，能够通过雷达信息和图像信息的融合处理以更多角度对监控对象进行监控。另一方面，在将监控对象设为人的情况下，从保护个人隐私的观点来看，有时不适合通过摄像头等进行监控。考虑这一点，需要选择传感器。另外，在通过毫米波雷达进行的目标检测时，并非利用图像获取作为监控对象的人，能够利用可以说是该图像的影子的信号获取作为监控对象的人。因此，从保护个人隐私的观点来看，毫米波雷达可以说是优选的传感器。
由传感器部1010获得的看护人员的信息经由通信线路1300被发送至主体部 1100。传感器部1010进行更高度的识别处理、控制所需的其他信息(例如，准确地识别看护人员的目标信息所需的参照数据等)的收集以及基于这些信息的必要的控制指示等。在此，必要的控制指示例如包含根据检测结果直接通知管理人员等的指示。并且，主体部1100的处理部1101也可以使内置的采用深度学习等方法的高度识别装置识别所检测出的目标。该高度识别装置也可以配置在外部。在该情况下，高度识别装置能够通过通信线路1300连接。
在毫米波雷达中，在将人设为监控对象的情况下，能够追加至少以下两个功能。
第一功能是心率、呼吸次数的监控功能。在毫米波雷达中，电磁波能够穿透衣服而检测人体的皮肤表面的位置以及心跳。处理部1101首先检测作为监控对象的人及其外形。接着，例如在检测心率的情况下，确定容易检测心跳的体表面的位置，并使该位置的心跳时序化来进行检测。由此，能够检测例如每分钟的心率。在检测呼吸次数的情况下也相同。通过利用该功能，能够始终确认看护人员的健康状态，从而能够对看护人员进行更高质量的监护。
第二功能是跌倒检测功能。老人等看护人员有时因腰腿虚弱而跌倒。当人跌倒时，人体的特定部位、例如头部等的速度或加速度在固定以上。在利用毫米波雷达将人设为监控对象的情况下，能够始终检测对象目标的相对速度或加速度。因此，通过例如将头部确定为监控对象并时序性地检测其相对速度或加速度，在检测到固定值以上的速度的情况下，能够识别为跌倒。在识别为跌倒的情况下，处理部1101例如能够下发与看护支援对应的可靠的指示等。
另外，在以上说明的监控系统等中，传感器部1010固定在固定的位置。但是，还能够将传感器部1010设置在例如机器人、车辆、无人机等飞行体等移动体。在此，车辆等不仅包含例如汽车，而且还包含电动轮椅等小型移动体。在该情况下，该移动体也可以为了始终确认自己的当前位置而内置GPS。此外，该移动体也可以具有利用地图信息以及对前述的第五处理装置说明的地图更新信息进一步提高自身当前位置的准确性的功能。
而且，由于在类似于以上说明的第一至第三检测装置、第一至第六处理装置、第一至第五监控系统等的装置或系统中利用与这些装置或系统相同的结构，因此能够利用本公开的实施方式中的阵列天线或毫米波雷达。
＜应用例4：通信系统＞
[通信系统的第一例]
本公开中的波导装置以及天线装置(阵列天线)能够用于构成通信系统 (telecommunication system)的发射机(transmitter)和/或接收机(receiver)。本公开中的波导装置以及天线装置由于使用层叠的导电部件构成，因此与使用波导管的情况相比，能够将发射机和/或接收机的尺寸抑制得较小。并且，由于不需要电介质，因此与使用微带线路的情况相比，能够将电磁波的介电损耗抑制得较小。由此，能够构筑具有小型且高效的发射机和/或接收机的通信系统。
这种通信系统可以是直接对模拟信号进行调制来收发的模拟式通信系统。但是，只要是数字式通信系统，则能够构筑更灵活且性能高的通信系统。
以下，参照图37对使用本公开的实施方式中的波导装置以及天线装置的数字式通信系统800A进行说明。
图37是表示数字式通信系统800A的结构的框图。通信系统800A具有发射机810A 和接收机820A。发射机810A具有模拟/数字(A/D)转换器812、编码器813、调制器814以及发送天线815。接收机820A具有接收天线825、解调器824、解码器823 以及数字/模拟(D/A)转换器822。发送天线815以及接收天线825中的至少一个能够通过本公开的实施方式中的阵列天线实现。在本应用例中，将包含与发送天线815 连接的调制器814、编码器813以及A/D转换器812等的电路称作发送电路。将包含与接收天线825连接的解调器824、解码器823以及D/A转换器822等的电路称作接收电路。还有时将发送电路和接收电路统称为通信电路。
发射机810A通过模拟/数字(A/D)转换器812将从信号源811接收的模拟信号转换为数字信号。接着，通过编码器813对数字信号进行编码。在此，编码是指操作应发送的数字信号，并转换为适于通信的方式。这种编码的例子有CDM (Code-Division Multiplexing：码分多路复用)等。并且，用于进行TDM (Time-Division Multiplexing：时分多路复用)或FDM(Frequency Division Multiplexing：频分多路复用)或OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：正交频分复用)的转换也是该编码的一个例子。编码后的信号由调制器814转换为高频信号，被从发送天线815发送。
另外，在通信领域中，有时将表示重叠于载波的信号的波称作“信号波”，但是本说明书中的“信号波”这一术语并不以这种含义使用。本说明书中的“信号波”泛指在波导中传播的电磁波以及利用天线元件收发的电磁波。
接收机820A使由接收天线825接收的高频信号通过解调器824恢复成低频的信号，通过解码器823恢复成数字信号。被解码的数字信号通过数字/模拟(D/A)转换器822恢复成模拟信号，被送至数据接收机(数据接收装置)821。通过以上处理，完成一系列发送和接收的进程。
在进行通信的主体为计算机之类的数字设备的情况下，在上述处理中不需要发送信号的模拟/数字转换以及接收信号的数字/模拟转换。因此，能够省略图37中的模拟/数字转换器812以及数字/模拟转换器822。这种结构的系统也包含于数字式通信系统。
在数字式通信系统中，为了确保信号强度或扩大通信容量而使用各种方法。这种方法大多在使用毫米波段或太赫兹频段的电波的通信系统中也有效。
毫米波段或太赫兹频段中的电波与更低频率的电波相比，直进性高，绕到障碍物的背面侧的衍射小。因此，接收机无法直接接收从发射机发送来的电波的情况也不少。即使在这种状况下，虽然大多能够接收反射波，但是大多情况下反射波的电波信号的质量比直接波差，因此更加难以稳定地接收。并且，还存在多个反射波经过不同的路径入射的情况。在该情况下，不同路径长度的接收波的相位互不相同，引起多径衰落 (Multi-Path Fading)。
作为用于改善这种状况的技术，能够利用被称作天线分集(Antenna Diversity) 的技术。在该技术中，发射机以及接收机中的至少一个具有多个天线。若这些多个天线之间的距离在波长程度以上不同，则接收波的状态就会不同。因此，选择使用能够进行质量最好的收发的天线。由此，能够提高通信的可靠性。并且，也可以合成从多个天线获得的信号来改善信号的质量。
在图37所示的通信系统800A中，例如接收机820A可以具有多个接收天线825。在该情况下，在多个接收天线825与解调器824之间存在切换器。接收机820A通过切换器将从多个接收天线825中获得质量最好的信号的天线与解调器824连接起来。另外，在该例子中，也可以使发射机810A具有多个发送天线815。
[通信系统的第二例]
图38是表示包含能够改变电波的发射模式的发射机810B的通信系统800B的例子的框图。在该应用例中，接收机与图37所示的接收机820A相同。因此，在图38 中不图示接收机。发射机810B除了具有发射机810A的结构之外，还具有包含多个天线元件8151的天线阵列815b。天线阵列815b可以是本公开的实施方式中的阵列天线。发射机810B在多个天线元件8151与调制器814之间还具有各自连接的多个相移器(PS)816。在该发射机810B中，调制器814的输出被送至多个相移器816，在该相移器816中获得相位差，被向多个天线元件8151导出。在多个天线元件8151以等间隔配置的情况下，且在向各天线元件8151中的相邻的天线元件供给相位以固定量不同的高频信号的情况下，天线阵列815b的主波瓣817与该相位差相应地朝向从正面倾斜的方位。该方法有时被称作波束成形(Beam Forming)。
能够使各相移器816赋予的相位差各不相同来改变主波瓣817的方位。该方法有时被称作波束转向(Beam Steering)。能够通过找出收发状态最好的相位差来提高通信的可靠性。另外，在此说明了相移器816赋予的相位差在相邻的天线元件8151之间固定的例子，但是并不限定于这种例子。并且，也可以以向不仅直接波到达接收机而且反射波到达接收机的方位发射电波的方式赋予相位差。
在发射机810B中，还能够利用被称作零转向(Null Steering)的方法。这是指通过调节相位差形成不向特定的方向发射电波的状态的方法。通过进行零转向，能够抑制朝向不希望发送电波的其他接收机发射的电波。由此，能够避免干扰。使用毫米波或太赫兹波的数字通信虽然能够使用非常宽的频带，但也优选尽可能高效地使用频带。由于只要利用零转向，就能够以同一频带进行多个收发，因此能够提高频带的利用效率。使用波束成形、波束转向以及零转向等技术提高频带的利用效率的方法有时还被称作SDMA(Spatial Division Multiple Access：空分多址)。
[通信系统的第三例]
为了增加特定频带的通信容量，还能够应用被称作MIMO(Multiple-Input and Multiple-Output：多输入多输出)的方法。在MIMO中，可以使用多个发送天线以及多个接收天线。分别从多个发送天线发射电波。在某一例子中，能够使各自不同的信号与被发射的电波重叠。多个接收天线的每一个均接收被发送来的多个电波。但是，由于不同的接收天线接收经过不同的路径到达的电波，因此所接收的电波的相位产生差异。通过利用该差异，能够在接收机侧分离出多个电波中所包含的多个信号。
本公开所涉及的波导装置以及天线装置也能够用于利用MIMO的通信系统。以下，对这种通信系统的例子进行说明。
图39是表示装配有MIMO功能的通信系统800C的例子的框图。在该通信系统800C 中，发射机830具有编码器832、TX-MIMO处理器833以及两个发送天线8351、8352。接收机840具有两个接收天线8451、8452、RX-MIMO处理器843以及解码器842。另外，发送天线以及接收天线的个数也可以分别大于两个。在此，为了简单说明，举出各天线为两个的例子。一般来讲，MIMO通信系统的通信容量与发送天线和接收天线中的少的一方的个数成比例地增大。
从数据信号源831接收到信号的发射机830为了发送信号而通过编码器832进行编码。编码后的信号由TX-MIMO处理器833分配至两个发送天线8351、8352。
在MIMO方式的某一例子中的处理方法中，TX-MIMO处理器833将编码后的信号的列分割为与发送天线8352的数量相同的数量的两列，并列发送至发送天线8351、 8352。发送天线8351、8352分别发射包含被分割的多个信号列的信息的电波。在发送天线为N个的情况下，信号列被分割为N列。被发射的电波同时由两个接收天线 8451、8452这两者接收。即，分别由接收天线8451、8452接收的电波中混杂有发送时分割的两个信号。通过RX-MIMO处理器843进行该混杂的信号的分离。
若例如关注电波的相位差，则能够分离混杂的两个信号。接收天线8451、8452 接收从发送天线8351到达的电波时的两个电波的相位差与接收天线8451、8452接收从发送天线8352到达的电波时的两个电波的相位差不同。即，接收天线之间的相位差根据收发的路径而不同。并且，只要发送天线与接收天线的空间配置关系不变，则这些相位差就不会变。因此，通过将由两个接收天线接收的接收信号错开根据收发路径规定的相位来建立关联，能够提取经过该收发路径接收的信号。RX-MIMO处理器843 例如通过该方法从接收信号中分离两个信号列，恢复分割之前的信号列。由于被恢复的信号列尚处于编码后的状态，因此被送至解码器842，并在解码器842中复原成原来的信号。被复原的信号被送至数据接收机841。
虽然该例子中的MIMO通信系统800C收发数字信号，但也能够实现收发模拟信号的MIMO通信系统。在该情况下，在图39的结构中追加了参照图37说明的模拟/数字转换器和数字/模拟转换器。另外，用于区分来自不同的发送天线的信号的信息并不限于相位差的信息。一般来讲，若发送天线和接收天线的组合不同，则被接收的电波除了相位不同以外，散射或衰落等的状况也有可能不同。这些统称为CSI(Channel State Information：信道状态信息)。CSI在利用MIMO的系统中用于区分不同的收发路径。
另外，多个发送天线发射包含各自独立的信号的发送波并不是必要条件。只要能够在接收天线侧分离，则也可以是各发送天线发射包含多个信号的电波的结构。并且，还能够如下构成：在发送天线侧进行波束成形，作为来自各发送天线的电波的合成波，在接收天线侧形成包含单一信号的发送波。该情况也成为各发送天线发射包含多个信号的电波的结构。
在该第三例中也与第一以及第二例相同，能够将CDM、FDM、TDM、OFDM等各种方法用作信号的编码方法。
在通信系统中，装设有用于处理信号的集成电路(称作信号处理电路或通信电路) 的电路基板能够层叠配置于本公开的实施方式中的波导装置以及天线装置。由于本公开的实施方式中的波导装置以及天线装置具有层叠了板形状的导电部件而成的结构，因此容易设成将电路基板叠加在这些导电部件上的配置。通过设成这种配置，能够实现容积比使用波导管等的情况小的发射机以及接收机。
在以上说明的通信系统的第一至第三例中，发射机或接收机的构成要素、即模拟 /数字转换器、数字/模拟转换器、编码器、解码器、调制器、解调器、TX-MIMO处理器、RX-MIMO处理器等表示为图37、图38、图39中独立的一个要素，但并非必须独立。例如，也可以用一个集成电路实现这些所有要素。或者，也可以将一部分要素集中起来用一个集成电路实现。无论是哪一种情况，只要实现本公开中说明的功能，则都可以说是实施了本实用新型。
上述的车载雷达系统是一个例子。上述的阵列天线能够在利用天线的所有技术领域中使用。
【工业上的应用可能性】
本公开的波导装置模块以及微波模块能够在使电磁波传播的所有技术领域中利用。波导装置模块以及微波模块例如能够用于进行接收或者发送千兆赫频带或者太赫兹频带的电磁波的各种用途，特别能够适合用于要求小型化的车载雷达系统、各种监控系统、室内测位系统以及无线通信系统等。