本发明涉及多相交错型变换器中使用的耦合电感技术领域，特别是涉及一种串联式多相交错耦合电感结构及其控制方法。
背景技术：
随着新能源发电、电动汽车、储能系统等领域的快速发展，非隔离型dc-dc变换器受到了广泛的关注。在很多场合，如燃料电池、航空电源、通讯电源、雷达发射机、电镀电源、服务器电源等应用场合，对直流电源的功率等级、电流纹波、变换器尺寸等方面有很高的要求，因此高性能的非隔离型多相交错并联dc-dc变换器具有巨大的市场需求。
在现有技术中，传统的多相交错并联dc-dc变换器采用独立电感，这种解决方案使得变换器在电感的相电流纹波(即稳态性能)、变换器动态性能和变换器尺寸三方面难以进一步提升。在对变换器动态性能、稳态性能和尺寸要求较高的场合，传统的采用独立电感的解决方案可能达不到设计要求。
目前已有一些磁集成技术，采用多相负耦合的方式，通过传统交错控制方法，来提高变换器的动态和稳态性能。但这种解决方案所采用的变换器耦合系数范围有限，耦合电感的最大耦合系数与耦合相数成反比，即随着耦合相数的增加，耦合电感的最大耦合系数迅速减小，这给耦合电感的设计制作带来了困难。与此同时，全负耦合的方式，使得耦合电感的等效稳态电感值提升并不明显，通过不同占空比和不同耦合系数下耦合电感的等效稳态电感曲面图可以看出，这种全负耦合的方式，在大范围的占空比和耦合系数下，等效稳态电感值比未耦合时的分离电感值减小明显，即变换器若同时获得较高的暂态性能和稳态性能，需牺牲耦合电感的体积，大幅增加耦合电感各相的自感量。
综上所述，耦合电感的动态性能、稳态性能和耦合电感体积三者互相制约，已有的全负耦合的磁集成技术和控制方法，仅能较好的改善耦合电感的动态性能和稳态性能，却不能同时减小耦合电感的体积，且这种方法对稳态性能的提升能力有限，并存在最大耦合系数的限制，难以扩充到多相且用在多相变换器时存在制作困难。
目前对于同时改善耦合电感的动态性能、稳态性能和减小耦合电感体积，尚缺乏有效的解决方案。
技术实现要素：
为了解决现有技术的不足，本发明目的之一是提供一种串联式多相交错耦合电感结构，用来改善耦合电感的动态性能和稳态性能的同时减小耦合电感体积，具有更大的等效稳态电感优化范围，并可实现全范围的耦合系数设计取值。
一种串联式多相交错耦合电感结构，包括：
若干个相串联的多相耦合电感单元，每个多相耦合电感单元采用单个磁芯上缠绕n个绕组线圈，n个绕组线圈依次正负耦合，n为耦合电感的相数；所述每个多相耦合电感单元的磁芯采用环形磁环结构；
所述每个磁芯上的奇数相绕组绕向相同，偶数相绕组绕向相同，奇数相和偶数相绕组绕向相反，从而实现每个磁芯上各绕组依次正负耦合。
进一步的技术方案，所述多相耦合电感单元的串联方式为，每个多相耦合电感单元上的各相绕组入端与上一个多相耦合电感单元上对应的绕组的出端相连接，每个多相耦合电感单元上的各相绕组出端与下一个多相耦合电感单元上对应的绕组的入端相连接，第一个多相耦合电感单元的各相绕组入端为总的耦合电感各相绕组的入端，最后一个多相耦合电感单元的各相绕组的出端为总的耦合电感各相绕组的出端。
所述耦合电感的总体积，由耦合电感串联的级数确定，串联的级数越多，耦合电感的总体积越小。
由于级数越多，在总自感相同的情况下，每一级的绕组所需匝数越小，相应的各级磁环所需的周长越小，磁环的体积与周长的平方成正比，体积则以平方速度减小，所以串联级数越多，耦合电感总体积越小。
一种串联式多相交错耦合电感结构的每个多相耦合电感单元的制作步骤为：
(1)绘制不同相数下采用不同耦合系数和不同占空比控制时耦合电感单元的等效稳态电感三维曲面图；
(2)确定变换器工作在额定占空比时，耦合电感的等效稳态电感最大时所对应的最佳耦合系数；
(3)根据变换器的设计功率计算各相电感流过的电流，确定绕组线径；
(4)根据所需达到的耦合电感尺寸，确定耦合电感所需串联的级数；
(5)根据环形磁芯在不同磁阻和绕组在不同匝数下对应的耦合系数关系，确定每个环形耦合电感的环形磁芯大小和绕组匝数。
所述步骤(1)中，根据电路稳态工作时，一个开关周期内电感具有伏秒平衡的特性，据此对多相耦合电感矩阵列写稳态关系式，通过数学变换对稳态关系式中的耦合电感部分进行解耦，即可得到多相耦合电感的等效解耦稳态电感；以耦合系数和占空比为自变量，等效解耦稳态电感为因变量，即可绘制不同耦合系数和不同占空比控制时耦合电感单元的等效稳态电感三维曲面图。
等效解耦电感在不同占空比和不同耦合系数下的值不同，等效稳态电感越大，说明将独立的电感耦合后，所获得的等效的稳态电感越大，这样可以更好的减小电感纹波，提高变换器的稳态性能。文中所述等效稳态电感三维曲面图，描述了同样绕组情况下，不同占空比和耦合系数下等效稳态电感的变化情况，通过占空比和耦合系数的选取，确定使等效耦合电感最大时的占空比和耦合系数，这样可以将耦合电感的性能达到最优。
所述步骤(2)中，在实际变换器设计中，占空比和耦合系数受多方面因素影响。对占空比和耦合系数的选取，也是根据不同变换器的设计进行多方面因素的考虑，结合实际确定占空比和耦合系数的解决方案，本文的三维曲面图仅给出从耦合电感角度考虑的最佳设计方法，但实际变换器设计中，一般要先根据变换器的功能，计算额定占空比，在此基础上对耦合系数进行选择，最终完成耦合电感的设计。
本发明主要创新之处在于耦合电感的耦合方式与控制方式，两者结合下耦合电感性能的改善。电流与线径的具体设计可参照一般设计方法，比如可以参考《开关电源磁性元件理论及设计》的设计方法。
本发明具体的耦合系数关系可参照耦合电感方面具体的制作工艺。
只考虑影响耦合电感体积的主要因素，当级数增加时，每相磁环所需的周长变小，每相磁环的体积近似与周长的二次方成正比，可知级数增加可使得耦合电感总体积减小，由于影响电感尺寸的因素过多，且涉及到电感制作层面，这里仅给出大致的结论，即增加耦合电感级数，可使耦合电感总体积减小。本发明主要涉及电感耦合方式和控制方式的优化。
进一步的，所述串联式多相耦合电感单元可用于需要多相交错控制的变换器的电路中，如传统多相交错dc-dc变换器。
串联式多相交错耦合电感结构的控制方法，串联式多相耦合电感单元的控制方式为180°交错控制方式，即相邻绕组的充放电状态依次滞后180°相角。
进一步的，所述串联式多相耦合电感单元的等效稳态电感值(以标幺值表示)为：
其中，leq为串联式多相耦合电感单元的等效稳态电感值，l为与串联式多相耦合电感单元各相自感相同的独立电感值，d为占空比，k为耦合系数。
本发明所述的等效稳态电感值，能够说明多相独立电感耦合后，等效的稳态电感值产生的变化，具体的讲，独立电感耦合后，等效的稳态电感值在一定的占空比和耦合范围下会变大，也即独立电感耦合后，相当于使用了更大的独立电感，所以独立电感耦合后会提升变换器的稳态特性。文中表达式为上文等效稳态电感三维曲面图的基础，通过这个表达式，可以画出三维曲面图，再通过曲面图，根据具体变换器设计需求，综合考虑各方面设计需求，择优选取占空比和耦合系数。
进一步的，所述串联式多相耦合电感单元的等效暂态电感值(以标幺值表示)为：
其中，ltr为串联式多相耦合电感单元的等效暂态电感值，l为与串联式多相耦合电感单元各相自感相同的独立电感值，k为耦合系数。
由所述串联式多相耦合电感单元的等效暂态电感表达式可以看出，与独立电感相比其等效暂态电感值变小，变换器的动态响应变快，因此可以提高变换器的暂态性能。
进一步的，所述依次正负耦合的各相绕组，当绕组间为正耦合时，其耦合系数k的范围是0<k<1，当绕组间为负耦合时，其耦合系数k的范围是-1<k<0。
进一步的，所述180°交错控制方式，以传统多相dc-dc变换器为例，为每相对应开关管导通状态依次滞后180°相角。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
本发明所提出的串联式多相交错耦合电感解决方案，具有更宽的耦合系数范围，易于设计。且在很大的占空比与耦合系数范围内都能实现电感耦合后等效稳态电感增大，且增大倍数大幅度大于全负耦合的解决方案，所以本发明提出的串联式多相交错耦合电感具有更好的稳态电感性能。与此同时，本发明提出的串联式多相交错耦合电感具有更小的等效暂态电感，所以本发明提出的串联式多相交错耦合电感具有更好的暂态性能。
附图说明
构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。
图1为所述四相正负耦合四级串联的耦合电感结构；
图2为采用所提新型串联式多相交错耦合电感的传统四相交错并联dc-dc拓扑；
图3为采用所提新型串联式多相交错耦合电感的传统四相交错并联dc-dc拓扑开关控制信号；
图4为与串联式四相耦合电感单元各相自感值相同的独立电感结构；
图5(a)为所述串联式四相耦合电感单元的等效稳态电感在不同占空比和不同耦合系数范围下对应的等效值；
图5(b)为图5(a)的侧视图；
图6(a)为采用全负耦合方式的四相耦合电感单元的等效稳态电感在不同占空比和不同耦合系数范围下对应的等效值；
图6(b)为图6(a)的侧视图。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
本申请的一种典型的实施方式中，如图1所示，提供了一种四级串联四相正负耦合的耦合电感，采用传统四相dc-dc变换器拓扑以验证耦合电感的性能。所述四级串联四相正负耦合的耦合电感结构如图1所示。
所述四相正负耦合四级串联的耦合电感包括四个串联的四相耦合电感单元，每个四相耦合电感单元采用单个磁芯上缠绕四个绕组线圈依次正负耦合的方式制作而成。
本实施案例的优选磁芯结构为环形磁环结构。
每个磁芯上的1、3相绕组绕向相同，2、4相绕组绕向相同，1绕组与2、4绕组绕向相反，3绕组与2、4绕组绕向相反，从而实现磁芯上各绕组依次正负耦合，即互感m12、m14、m23、m34为负，互感m13、m24为正。
四个四相耦合电感单元的串联方式为，每个四相耦合电感上的各相绕组入端与上一个多相耦合电感上对应的绕组的出端相连接，每个四相耦合电感的各相绕组出端与下一个四相耦合电感上对应的绕组的入端相连接，第一个四相耦合电感的各相绕组入端为总的耦合电感各相绕组的入端，最后一个四相耦合电感的各相绕组的出端为总的耦合电感各相绕组的出端。
与单个四相耦合电感相比，采用四级串联的四相耦合电感具有更小的体积和更大的散热面积。
作为优选的具体实施案例，为验证所提新型串联式多相交错耦合电感的性能，电路拓扑采用传统四相交错并联dc-dc拓扑，如图2所示。
仅以变换器工作在boost工作模式为例，开关管s1、s3、s5、s7导通状态依次滞后180°相角，开关管s2、s4、s6、s8采用同步整流方式，与s1、s3、s5、s7导通状态互补(这里不考虑死区)。开关管的控制信号如图3，其占空比范围为0<d<1。
当各绕组对称绕制时，四相耦合电感矩阵为：
该矩阵意在表示耦合电感正负耦合的特征，该矩阵简洁清晰的表明了本发明与已有负耦合电感技术的区别，在多相变换器设计中，该矩阵为基本矩阵，用于变换器的分析和计算。
所述串联式四相耦合电感单元的等效稳态电感值(以标幺值表示)为：
其中，leq为串联式四相耦合电感单元的等效稳态电感值，l为与串联式四相耦合电感单元各相自感相同的独立电感值，k为耦合系数。
所述串联式四相耦合电感单元的等效暂态电感值(以标幺值表示)为：
其中，ltr为串联式四相耦合电感单元的等效暂态电感值，l为与串联式四相耦合电感单元各相自感相同的独立电感值，k为耦合系数。
与串联式四相耦合电感单元各相自感值相同的独立电感结构如图4所示。
所述串联式四相耦合电感单元的等效稳态电感在不同占空比和不同耦合系数范围下对应的等效值如图5(a)，其侧视图如图5(b)。
在已有的全负耦合的磁集成技术中，采用全负耦合方式的四相耦合电感单元的等效稳态电感在不同占空比和不同耦合系数范围下对应的等效值如图6(a)，其侧视图如图6(b)。
可见，本发明所提出的串联式多相交错耦合电感解决方案，具有更宽的耦合系数范围，易于设计。且在很大的占空比与耦合系数范围内都能实现电感耦合后等效稳态电感增大，且增大倍数大幅度大于全负耦合的解决方案，所以本发明提出的串联式多相交错耦合电感具有更好的稳态电感性能。与此同时，本发明提出的串联式多相交错耦合电感具有更小的等效暂态电感，所以本发明提出的串联式多相交错耦合电感具有更好的暂态性能。
以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。