基于两单元的5G双频MIMO天线的制作方法

本发明属于天线技术领域，具体涉及的是一种高隔离、高增益的小尺寸终端下的基于两单元的5g双频mimo(multiple-inputmultiple-output)天线，可用于室内基站移动通讯。

背景技术

mimo技术是指在发射端和接收端使用多个发射天线和接收天线，使信号通过发射端与接收端的多个天线进行传送和接收，从而改善通信质量。mimo技术可以利用多径效应，为系统提供复用增益和空间分集增益，提高通信系统的性能，进而提高信号稳定性和信道容量。mimo技术的另一个特点在于不需要额外的带宽或者功率就可以充分利用多径信道中的空间自由度，从而提高频谱利用率。因此，在如今第五代移动通信系统对于信息传输高速率、高数据密度、海量连接设备的要求下，mimo技术毫无疑问是一个核心技术。

mimo技术突破单信道香农定理的极限，在不改变天线尺寸的基础上可以提供并行信道的巨大增益，大幅提高信道容量，是下一代移动通信技术的关键技术之一。但由于移动设备中天线设计的空间十分有限，且其内部的电磁环境也非常复杂，当存在多个天线单元时，天线之间往往会存在强烈的互耦效应。因此，在mimo天线设计中隔离度这项指标尤其重要。较低的隔离度意味着天线单元之间干扰较大，各单元不能实现独立工作，这将会造成mimo天线系统性能的恶化，所以保障隔离度性能是mimo天线系统正常工作的前提。而天线的增益是用来衡量天线朝特定方向收发信号的能力，是衡量天线信号传输距离和天线网络覆盖范围的重要指标，增益越高，信号传播越远，在传输方向上覆盖越好。另外，由于当下移动设备越来越小，其内部空间越来越有限，这就要求天线系统在保障其正常性能的条件下尽可能缩减其尺寸。但天线单元的增益和阻抗带宽又会随着天线尺寸的减小而降低，单元间的耦合也会增强，这将导致mimo系统的信道容量大幅度下降。因此，如何提高天线单元间隔离度和增益性能的同时保持天线具有较小的尺寸是当前亟需解决的问题。

例如，洪劲松等人提出了名称为“一种小型化高隔离的双频带mimo天线”申请的发明专利，(申请号cn201510137119.8，申请公布号cn104733857a)，该专利公开了一种小型化高隔离的双频带mimo天线，包括镜像对称且正交放置的第一单元天线、第二单元天线，加载在两个单元天线接地板上的t型微带线枝节；所述单元天线包括矩形介质基板、设于介质基板背面的矩形金属接地板、设于介质基板正面的微带馈线及辐射体；所述两单元天线的接地板为共地结构；所述微带馈线的一端位于介质基板的边一端连接辐射体；所述辐射体由l型高频单极子及折叠型低频单极子组成。但该天线除了将天线单元正交放置之外，还在天线单元间加入了额外的缝隙枝节来实现去耦，且其达到的隔离度也不高。

例如，深圳市信维通信股份有限公司提出了名称为“一种小尺寸双频wifi天线mimo系统”申请的发明专利(申请号cn201710696487.5，申请公布号cn107331959a)，该发明公开了一种小尺寸双频wifi天线mimo系统，包括一个矩形pcb板，所述pcb板的中间设置有一线路区，一侧设置有第一净空区，另一对立侧设置有第二净空区；所述第一净空区上设置有第一双频wifi天线天线和第二双频wifi天线，所述第二净空区上设置有第三双频wifi天线和第四双频wifi天线。该系统通过在矩形pcb板的线路区两侧各设置两个相对称的双频wifi天线，且利用四个2.4g天线分支控制2.4g谐振以及利用四个5g天线分支控制5g谐振。但该结构不同单元之间的耦合较强，隔离度全部小于15db，最差的小于10db，同时该结构具有较强后向辐射，作为携带设备是应该极力减小的。

综上所述，随着移动通信场景对通信速率和通信容量要求的提高，虽然已有较多技术方案可以在较小体积内进行mimo布局，但这些方案往往难以兼顾单元间小的电磁耦合和天线的高增益性能，极大限制了通信设备的实用性。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服上述现有技术存在的不足，提出一种基于两单元的5g双频mimo天线，在小尺寸mimo布局基础上，在3.3ghz-3.6ghz和4.8ghz-5.0ghz双频段内，实现单元间的高隔离度以及高前向增益特性，可用于室内基站移动通讯。

本发明提出了一种基于两单元的5g双频mimo天线，包括人工磁导体、位于人工磁导体正上方的第一双频天线和第一双频天线正上方的第二双频天线；所述的人工磁导体由磁性表面、矩形介质板和金属地板组成，该磁性表面由m×n个周期性排列的加载缝隙六边形单元构成，其中，m和n为正整数，m×n≥2；

所述的第一双频天线包括印制在圆形介质基板上表面的第一上天线臂、圆形介质基板和印制在圆形介质基板下表面的第一下天线臂；所述第一上天线臂和第一下天线臂，分别由相同结构的第一上低频谐振枝节、第一上高频谐振枝节和第一下低频谐振枝节、第一下高频谐振枝节组成；所述的第一上低频谐振枝节，在圆形介质板边缘一侧的“心”形金属贴片与矩形金属贴片的一端相连，另一端与第一上高频谐振枝节的四分之一圆弧段金属贴片相连，该矩形金属贴片的几何中心与“心”形金属贴片的中心位于同一轴线上；所述的第一下低频谐振枝节和第一上低频谐振枝节结构相同，并与第一下高频谐振枝节的四分之一圆弧段金属贴片端部连接于匹配金属贴片，该第一上低频谐振枝节、第一上高频谐振枝节和第一下低频谐振枝节、第一下高频谐振枝节整体构成双频谐振天线；

所述第二双频谐振天线包括印制在圆形介质基板上表面的第二上天线臂、圆形介质基板和印制在圆形介质基板下表面的第二下天线臂，该第二双频频谐振天线与上述第一双频谐振天线结构相同，且呈相互垂直分布；

所述第一双频谐振天线的第一上天线臂和第一下天线臂与第二双频谐振天线的第二上天线臂和第二下天线臂的几何中心，分别关于其各自的圆形介质基板的中心180°旋转对称分布。

所述第一5g双频天线与人工磁导体之间的高度为gh1，4mm≤gh1≤8mm，所述第二5g双频天线与第一5g双频天线之间的高度为gh2，3mm≤gh2≤7mm；所述的人工磁导体的厚度为t，2mm≤t≤4mm。

所述的第一上低频谐振枝节的“心”形金属贴片由一个半径为r1的半圆和两个半径为r1/2的半圆组成，其中2.8mm≤r1≤4.8mm；第一上高频谐振枝节的四分之一圆弧段半径为lh，4.8mm≤lh≤6.8mm，宽度为wh，1mm≤wh≤2mm，该圆弧段端部部分半径的半径为r2，0.4mm≤r2≤1.2mm。

所述的第一上低频谐振枝节的矩形金属贴片，其长度为lo，6.6mm≤lo≤8.6mm，其宽度为wl，1mm≤wl≤2mm；所述的匹配金属贴片，其长度为lf，2.5mm≤lf≤3.1mm，其宽度为wf，2.4mm≤wf≤3mm。

所述圆形介质基板半径为r，厚度为t，其中14.6mm≤r≤16.6mm，0.4mm≤t≤1.2mm。

所述的加载缝隙六边形单元半径为hl，6.5mm≤hl≤8.5mm，该缝隙内侧距六边形几何中心的距离为hls，6.1mm≤hls≤8.1mm，缝隙宽度为hs，0.05mm≤hs≤0.25mm。

本发明与现有技术相比，具有如下优点：

1、本发明由于采用了第一上低频谐振枝节，在靠近圆形介质板边缘一侧为“心”形金属贴片，该“心”形金属贴片端部与矩形金属贴片的一端相连，且另一端与第一上高频谐振枝节相连接；该“心”形金属贴片延伸了电流流过的有效路径，减小了天线的结构尺寸，克服了现有技术中单元结构复杂性的技术问题，使得在保证天线性能的前提下具有结构小型化的特点。

2、本发明由于采用了相同结构的第一双频天线和第二双频天线，且呈相互垂直分布，实现了两个天线单元之间的极化正交，保证了天线单元的独立工作性能，克服了现有技术中单元之间强耦合效应的技术问题，实现了高隔离度性能。

3、本发明由于采用了第一双频天线和第二双频天线双层结构，并在其下方设置磁性表面，能够有效地减小了金属地板与第一双频天线和第二双频天线之间的距离，缩短了电磁能量反射的路径，克服了现有技术中后向能量辐射较大的技术问题，提高了天线系统的前向增益。

附图说明

图1是本发明的整体结构示意图；

图2是本发明的整体结构侧视示意图

图3是本发明的人工磁导体结构示意图；

图4是本发明的人工磁导体单元俯视示意图；

图5是本发明的第一双频天线的结构示意图；

图6是本发明的第一双频天线上、下天线臂的结构示意图；

图7是本发明的第二双频天线的结构示意图；

图8是本发明的第二双频天线上、下天线臂的结构示意图；

图9是本发明的第一双频天线的回波损耗示意图；

图10是本发明的第二双频天线的回波损耗示意图；

图11是本发明的第一双频天线与第二双频天线的传输系数示意图；

图12是本发明的第一双频天线的2d增益方向图；

图13是本发明的第二双频天线的2d增益方向图；

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例，对本发明的技术方案作进一步描述：

实施例1

参照图1和图2，本发明包括人工磁导体1、位于人工磁导体1正上方的第一双频天线2和第一双频天线2正上方的第二双频天线3；所述的第一双频天线2与人工磁导体1之间的距离为gh1,gh1＝6mm，第二双频天线3与第一双频天线2之间距离为gh2，gh2＝5mm；本发明采用双层结构放置的排布方式，使得整个天线系统结构更加紧凑，且天线下方人工磁导体的存在，使得天线的后向辐射减小，天线单元的前向辐射增强，使得天线系统的增益得以提升。

参照图3和图4，本发明采用的人工磁导体1由磁性表面11、矩形介质基板12和金属地板13组成，该磁性表面11由m×n个周期性排列的加载缝隙六边形单元111相邻排列构成，其中，m和n为正整数，m×n≥2；所述加载缝隙六边形单元的半径hl＝7.5mm，缝隙内侧距六边形几何中心的距离hls＝7.1mm，缝隙宽度hs＝0.15mm；所述矩形介质基板12为相对介电常数εr＝4.40、电损耗角正切tanδd＝0.02的矩形板材，厚度t＝3mm；所述地板13的长度为lh＝52.8mm，宽度为wh＝60.9mm；通过调节加载缝隙六边形单元的缝隙宽度hs和缝隙内侧距hls，来实现在所需的双频段内电磁能量的零相位反射，使得前向电磁能量辐射同相位叠加，提高天线系统的前向增益性能。

参照图5，本发明设计的第一双频天线2包括印制在圆形介质基板22上表面的第一上天线臂21、圆形介质基板22和印制在圆形介质基板22下表面的第一下天线臂23；该第一上天线臂21与第一下天线臂23位于同一条轴线上，两臂的一端位于圆形介质基板22的中心位置，且两臂关于圆形介质基板22的中心180°旋转对称分布；所述圆形介质基板22的半径r＝15.6mm，厚度t＝0.8mm；

参照图6，图6(a)为第一双频天线2的第一上天线臂21的结构图，图6(b)为第一双频天线2的第一下天线臂23的结构图；所述的第一上天线臂21和第一下天线臂23，分别由相同结构的第一上低频谐振枝节211、第一上高频谐振枝节212和第一下低频谐振枝节231、第一下高频谐振枝节232组成；所述的第一上低频谐振枝节211，在圆形介质板22边缘一侧的“心”形金属贴片与矩形金属贴片的一端相连，另一端与第一上高频谐振枝节212的四分之一圆弧段金属贴片相连；所述的“心”形金属贴片由一个半径为r1的半圆和两个半径为r1/2的半圆组成，其中半径r1＝3.8mm，矩形金属贴片长度lo＝8.3mm，宽度wl＝1.5mm，该矩形金属贴片的几何中心与“心”形金属贴片的中心位于同一轴线上；所述第一上高频谐振天线212的四分之一圆弧段金属贴片的半径lh＝5.8mm，宽度wh＝1.5mm，该圆弧段端部部分半径r2＝0.8mm；

所述的第一下低频谐振枝节231和第一上低频谐振枝节211结构相同，并与第一下高频谐振枝节232的四分之一圆弧段金属贴片端部连接于匹配金属贴片233；该匹配金属贴片233的长度lf＝2.8mm，宽度wf＝2.7mm，且第一馈电位设置于该匹配金属贴片的中心位置；所述的第一上低频谐振枝节211、第一上高频谐振枝节212和第一下低频谐振枝节231、第一下高频谐振枝节232整体构成双频谐振天线；

本发明所采用的“心”形金属贴片相比于普通的矩形金属贴片来说，由于“心”形金属贴片结构的作用，使金属贴片中电流流过的有效路径得以延伸，从而使得天线尺寸在同一频段下有效地缩减，有利于天线结构的小型化；并且通过调整“心”形金属贴片中半圆的半径r1，可以使天线在低频段工作于最佳的谐振效果；而四分之一圆弧段实现了4.8ghz—5.0ghz高频段的谐振性能，保证天线的双频特性，并且通过调整圆环弧线半径lh及其宽度wh的尺寸，可以调节天线在高频段的谐振特性。

参照图7、图8，图8(a)为第二双频天线3的第二上天线臂31的结构图，图8(b)为第二双频天线3的第二下天线臂33的结构图；所述的第二双频谐振天线3包括印制在圆形介质基板32上表面的第二上天线臂31、圆形介质基板32和印制在圆形介质基板32下表面的第二下天线臂33，该第二双频频谐振天线3与上述第一双频谐振天线2结构相同，且呈相互垂直分布。

本发明所采用的这种相互垂直分布的排列方式，实现了两个天线单元之间的极化正交，从而使天线单元在收、发电磁信号时，能够保证独立工作的能力，减小了mimo天线单元间的耦合效应，实现了高隔离度性能。

实施例2

本实施例2与实施例1的结构相同，仅对如下参数作出调整：

矩形金属贴片的长度lo＝7.2mm，宽度wl＝1mm，“心”形金属贴片中半圆的半径r1＝3.3mm；四分之一圆弧段半径lh＝4.8mm，宽度wh＝1mm，该圆弧段端部部分半径r2＝0.6mm；匹配金属贴片的长度lf＝2.5mm，宽度wf＝2.4mm；矩形介质基板12的厚度t＝1mm；圆形介质基板22、32的半径r＝14.6mm，厚度t＝0.6mm。

实施例3

本实施例3与实施例1的结构相同，仅对如下参数作出调整：

矩形金属贴片的长度lo＝8.0mm，宽度wl＝2mm，“心”形金属贴片中半圆的半径r1＝4.3mm；四分之一圆弧段半径lh＝6.8mm，宽度wh＝2mm，该圆弧段端部半径r2＝1.0mm；匹配贴片的长度lf＝3.1mm，宽度wf＝3.0mm；矩形介质基板12的厚度t＝3mm；圆形介质基板22、32的半径r＝16.6mm，厚度t＝1.0mm。

以下结合仿真结果对本发明的技术效果作进一步描述：

1、仿真条件和内容：

对于所描述的本发明天线结构，对其工作在3.3ghz—3.6ghz与4.8ghz—5.0ghz频段上的性能进行仿真实验。

基于商业仿真软件hfss_16.0对上述实施例1的第一双频天线的回波损耗进行仿真计算。

基于商业仿真软件hfss_16.0对上述实施例1的第二双频天线的回波损耗进行仿真计算。

基于商业仿真软件hfss_16.0对上述实施例1的第一双频天线与第二双频天线的传输系数s21进行仿真计算。

基于商业仿真软件hfss_16.0对上述实施例1的第一双频天线的2d方向图进行仿真计算。

基于商业仿真软件hfss_16.0对上述实施例1的第二双频天线的2d方向图进行仿真计算。

2、仿真结果分析：

参照图9，其横轴表示频率，纵轴s11表示反射系数；由仿真结果可得，第一双频天线在反射系数s11<-10db的条件下，可以实现3.3ghz—3.6ghz与4.8ghz—5.0ghz两个频段的覆盖，具有较好的频带性能。

参照10，其横轴表示频率，纵轴s22表示反射系数；由仿真结果可得，第二双频天线在反射系数s22<-10db的条件下，可以实现3.3ghz—3.6ghz与4.8ghz—5.0ghz两个频段的覆盖，具有较好的频带性能。

参照图11，其横轴表示频率，纵轴s21表示传输系数；由仿真结果可得，在3.3ghz—3.6ghz与4.8ghz—5.0ghz两个频段内，第一双频天线与第二双频天线之间的传输系数均小于-26db，因此在这两个频段内，天线单元间的隔离度达到了26db以上，具有较高的隔离度。所以本发明采用的天线单元极化正交排布方式取得了良好的去耦效果。

参照图12，其中图12(a)为在3.5ghz频点处的2d方向图，图12(b)为在4.8ghz频点处的2d方向图。从图12可以看出，3.5ghz处最大增益出现在0°方向为7dbi，后向辐射极小；4.8ghz处最大增益出现在0°方向为6dbi，后向辐射极小；这表明第一双频天线在两个频点处都具有单向辐射、高增益的特性。

参照图13，其中图13(a)为在3.5ghz频点处的2d方向图，图13(b)为在4.8ghz频点处的2d方向图。从图13可以看出，3.5ghz处最大增益出现在0°方向为6.5dbi，后向辐射极小；4.8ghz处最大增益出现在0°方向为4dbi，后向辐射较小；表明第二5g天线在两个频点处具有高前后辐射比、高增益的特性。

与现有技术相比，以上仿真结果说明本发明天线具有双频辐射性能，高频和低频皆具有较好的带宽覆盖；从3.5ghz和4.8ghz频点的天线可实现增益方向图来看，天线具有高增益性能；本发明具有小的天线单元结构尺寸、高的增益性能以及更高的天线单元隔离度。

以上描述仅是本发明的三个实施例，不构成对本发明的任何限制，显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求和保护范围之内。